【導讀】作為電源界的"古早網紅，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用在幾乎所有的電子設備中，而且在當今的智能互聯時代也依然占據通信系統的C位，其熱度經久不衰。
作為電源界的"古早網紅，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用在幾乎所有的電子設備中，而且在當今的智能互聯時代也依然占據通信系統的C位，其熱度經久不衰。
在通信領域中，通常將高頻整流器稱為一次電源，而將直流-直流(DC/DC)變換器稱為二次電源。隨著大規模集成電路的發展，要求電源模塊實現小型化，因而需要不斷提高開關頻率和采用新的電路拓撲結構，這就對高頻開關電源技術提出了更高的要求。
可飽和電感是一種磁滯回線矩形比高、起始磁導率高、矯頑力小、具有明顯磁飽和點的電感，在電子電路中常被當作可控延時開關元件來使用。由于具有獨特的物理特性，可飽和電感能夠有效對高頻開關電源的開關噪聲進行抑制，在大電流輸出輔路穩壓技術等方面，也獨具優勢。
在受控的飽和狀態下使用電感器非常有用，尤其是對于功率密度大的開關電源而言。那么如何確保電感器在受控的飽和狀態下保持運行的可預測性與可靠性？那就需要依據開關電源的控制原理對功率電感器進行專門的分析與測試。
我們將通過一系列文章，從開關電源的控制模式開始，分析功率電感器飽和對開關模式電源控制運行的影響可以用哪些數學方法進行預測；然后詳細講解對于對電感器飽和敏感的控制技術，如遲滯和峰值電流模式控制，在過流保護、過壓保護和欠壓保護條件的最壞情況下，怎樣通過選擇和驗證飽和電感器，確保不會出現任何不穩定性的問題。
DC/DC轉換器的拓撲結構
DC/DC轉換器的拓撲結構包括降壓（buck）型、升壓（boost）型、SEPIC型、反激（flyback）型、正激（forward）型以及推挽（push-pull）型。電感是開關電源的核心。DC/DC開關電源轉換器的所有拓撲結構都使用一個或多個電感來實現電壓轉換。
等效電感的定義
當選擇一個飽和電感時，取其工作點的電感值，定義為等效電感，它與工作在同一工作點的非飽和電感的電感相同，因此兩個電感器具有相同的紋波。
根據這一概念，有關實驗表明，可以使用飽和電感器和非飽和電感器獲得幾乎相同的工作狀態。并且在某些情況下，在尺寸相同的元件中飽和電感器相比較非飽和電感器可以獲得更高的運行效率。
DC/DC轉換器的控制模式主要有遲滯、恒定導通時間、恒定關斷時間、受控導通時間、電壓模式、峰值電流模式、平均電流模式、預測關斷時間、移相控制模式等。特別地，遲滯控制和峰值電流模式控制模式對電感器飽和尤為敏感。因此，我們重點關注遲滯控制和峰值電流控制模式下電感飽和的影響。
遲滯控制模式
遲滯控制原理
如圖所示，紅色矩形框所示為一遲滯比較器，它有兩個閾值和，來控制電源轉換器中MOSFET的開和關。當反饋信號大于上限閾值時MOSFET關，小于下限閾值時，MOSFET開。反饋信號波形見下圖右側。
電感L的電流流經輸出電容器C的ESR（等效串聯電阻），得到三角形的輸出電壓。在這種應用中，我們需要一個ESR阻抗值相對容抗較大的輸出電容器。
因此，可以得出輸出電壓是在平均電壓值的基礎上進行調節的。該平均電壓值與參考電壓值的關系由分壓電阻RF1和RF2得出：V0=Vref/H
通過這種方式，輸出電壓本質上是穩定的，因為它剛好在上下閾值之間。由此可以確定輸出電壓的紋波幅度△Vo=Req△IL。其中等效輸出電阻等于輸出電容器的ESR與負載電阻的并聯。
此外，我們還得出電感電流在上下閾值之間自動有界
，因為當反饋電壓 VFB在Vref+VHYs和Vref-VHYS兩個閾值之間有界時。由△VFB = H△Vo得出輸出電壓將在Vo+△Vo和Vo-△Vo兩個閾值之間有界，然后根據△V0=Req△IL紋波電流自動有界。
遲滯控制：CCM（連續導通模式）和DCM（非連續導通模式）
遲滯控制的特點是開關頻率取決于輸入輸出電壓和負載電流，這里用等效電阻 和輸出電容器的ESR表示，它還取決于電感器的等效電感。以下公式給出了CCM（連續導通模式）下的開關頻率fs,ccm
紋波電流在該工作模式下的界限為：
該值可以由遲滯窗口Vhys、等效電阻Req、參考電壓Vref和輸出電壓V0通過上述公式得出。如果調節輸出電壓則該值幾乎恒定，且與開關頻率值無關。事實上，當在可變負載條件下應用遲滯調節器時，如果使用續流二極管，可能會進入非連續導通模式。如下圖所示。
無論調節器工作在什么模式下，紋波電流的幅度始終保持不變。事實上，在DCM（非連續導通模式）下，電感電流的峰值ILPK（也就是紋波電流的峰峰值）與連續導通模式下的△iLpk表達完全相同。
但是開關頻率更低，由此得出在DCM（非連續導通模式）下的開關頻率fs,dcm的表達式：
fs,ccm和fs,dcm這兩個公式的共同點就是對等效電感的依賴，即電感越低，開關頻率越高；電感越高，開關頻率越低。
實現電感的持續飽和操作
首先，在開關電源設計中有兩種方法使用飽和電感器的方法，一種是錯誤的，一種是正確的。錯誤的方法是，當選擇一個未達到飽和狀態的電感器時，取它的電感值等于線性電感標稱電感值Llin。所以我們必須把紋波電流限制在最小電流IL,min。從而，當負載電流或輸入電壓發生變化時，電感器電流IL會增加。以這種方式選擇的飽和電感器的電感L會減小。
使用允許飽和的電感器的正確方法
上右圖所示，取飽和電感器在最大直流電流下的等效電感等于線性電感的標稱電感，如圖中所示紅色和綠色曲線交點。以此來獲得最大電流時的期望紋波。從而，當電感器電流直流分量因負載電流下降或輸入電壓發生變化而減小時，電感器在這種情況下會去飽和，而其電感量和最小電流將高于線性電感的電感和最小電流。這就是選擇飽和電感器的正確方法。
因此，為了獲得安全的選擇,在給定應用中，使電感工作在最大直流電流狀態下，實現電感的持續飽和。也對應了在過流保護（OCP）、欠壓保護（UVP）、過壓保護（OVP）和最高環境溫度（Tamax）等最壞情況下的直流電感電流。
選擇飽和電感器的正確方法是更好地定義去飽和電感器，針對OCP、UVP、OVP和Tamax等最壞情況，在調節器中實施相應的保護電路，使得最壞情況下飽和電感器的功率損耗低于元件的最大允許功率損耗，核心元件溫度低于元件的最大允許溫度。
去飽和狀態下的開關頻率
在正確選擇飽和電感器工作點后，Buck電感器電流等于輸出電流。當使用飽和電流較高的非飽和線性電感器，如下圖中紅色曲線，或者是標稱電流較高、飽和電流較低的飽和電感器如下圖中綠色曲線，在最大電流下這兩個元件的電感值相等。即CCM模式下的線性電感器的等效電感與飽和電感器的等效電感相同，進而開關頻率相同，調節器運行沒有差異。
當處于低負載狀態，即I0,DCM時，仍然可以處于連續導通模式（CCM）或非連續導通模式（DCM），對應的方程都是有效的。但導致去飽和電感器的電感值更高。因此，其開關頻率更低，導致功率轉換器的自由損耗降低。這是因為開關頻率降低導致MOSFET中的損耗降低。因此不會對轉換器運行產生負面影響。
不同影響因素下的遲滯控制模式
延遲時間的影響
遲滯比較器的延遲時間由MOSFET的交換時間決定。遲滯控制模式下反饋電壓的幅度要大于遲滯電壓的幅度。增量取決于輸入電壓，延遲時間以及等效電感。
從而，我們得到輸出電壓峰峰值和電感電流峰峰值增加延遲時間項，幅度增加，且都與電感值成反比。此外，在這種情況下我們可以看到使用去飽和電感器的有益影響。
在最大負載電流下，電感相同，因此紋波電流和開關頻率也相同。但是當處于低負載電流工作狀態時，飽和電感器的電感值增加，與非飽和電感器相比，飽和電感器的紋波更低，開關頻率也更低，進而損耗有所降低。
寄生電感的影響
寄生電感來自于電容器本身（ESL）或印刷電路板（PCB）布局。寄生電感的影響在于使開關頻率增加。因為寄生電感在控制反饋信號中僅引入兩步變化，信號穿過上下邊界所需的時間減少。因此，得到新開關頻率fs的公式，可以用來估計寄生電感對開關電源轉換器的影響。
同樣，我們可以清楚地看到當電感值ESL和增加時，開關頻率減小。這樣，我們得出另一個降低開關頻率的影響因素。
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