【導讀】碳化硅FET已經在車載充電器（OBC）電路領域確立了自身地位，尤其是在電池工作電壓超過500V的情況下。這些器件的低功率損耗使得穿孔封裝和表面安裝式封裝都可以用于此應用。我們調查了這些封裝選項的相對熱性能，并證實了TO247-4L和D2PAK-7L選項可用于6.6 kW和22 kW充電器。
簡介
碳化硅FET已經廣泛應用于純電動車（EV）的車載充電器（OBC）和直流轉換器。它們在牽引逆變器中的使用也快速增長。由于開關速度比IGBT快得多，它們成為了系統總線電壓超過500 V（如800 V）時的首選器件。在系統總線電壓較低的PFC電路需要硬開關時，它們也是出色的選擇，因為它們的二極管恢復性能比硅超結FET好得多，因而可以實現較高頻率的開關和較低的損耗。最后，這些充電器日益增長的支持雙向能量流動以允許能量從車輛傳入電網的趨勢也得到了這些寬帶隙器件的此類屬性的支持。
車載充電器會轉換單相或3相交流電，將其輸入直流軌，然后使用直流轉換器為車輛電池充電。在充電模式下，前端充當整流器，并使用圖騰柱PFC，或者在較高功率下充當有源前端。可以操作這些電路，使其讓電流反向傳輸，也就是充當逆變器。為實現充電所選的直流轉直流拓撲可以是LLC或CLLC類型，后者適合雙向能量傳輸。直流軌還可以支持另一個功率較低的LLC轉換器，為電動車中的12 V電子器件供電。如果不需要雙向能量流，PFC整流器通常選擇使用Vienna整流器。
SiC器件技術和封裝選項
圖1顯示的是商用單極功率半導體的先進性。過去十年中器件技術的持續進步造就了第四代SiC JFET和SiC FET（共源共柵結構），在圖中以藍色符號表示。給定額定值下的低RdsA可以在相同的封裝中實現更低的電阻。它還允許以較小的晶粒體積和電容實現給定導通電阻，從而也實現更低的開關損耗。
【圖1：2021年先進的硅和寬帶隙開關技術的RdsA與電壓額定值對比。】
圖2顯示的是本文中討論的封裝選項。TO247-4L是使用范圍很廣的TO247封裝的變體。D2PAK-7L是表面安裝式封裝，很適合與碳化硅器件一同使用。穿孔式TO247憑借外露的大銅片可以散發掉更多功率。鑒于需要維護大爬電距離，D2PAK-7L晶粒墊相對較小。表1顯示的是相對參數的對比，包括典型的封裝電感、熱墊大小（與散熱器相連的銅面積）、爬電和間隙。
【圖2：TO247-4L（左）和D2PAK-7L（右）是廣受歡迎的封裝，是可用于車載充電器的穿孔和表面安裝式選項。】
使用SMT器件可簡化和提升制造自動化。因此，在電動車液冷環境中，將在絕緣金屬襯底（IMS）上使用D2PAK-7L的選項作為TO247-4L替代方案是非常值得分析研究的。
由于分析功率損耗和溫度峰值上升需要器件導電損耗數據、開關損耗數據和熱阻數據，我們要先檢查它們。然后使用FET-Jet[3]在線計算器來求得最差的工作損耗和溫度升高，以檢查所選器件和封裝組合的可行性。
根據數據表曲線（參見圖3a和3b），開關數據已經作為電流函數輸入到計算器中，并考慮了所有器件的與溫度相關的導通電阻。計算器中還提供了典型的最差情況下的熱阻（RthJC）。接下來，我們看看模擬，以此指導對RthCA的合理評估，從而完成此分析所需的數據表。
【圖3a（上）是TO247-4L 750V第四代SiC FET在400V總線下開關損耗與電流的對比。圖3b（下）是這些器件在D2PAK-7L封裝中的這些數據。】
【圖4：TO247-4L和D2Pak-7L中從結到冷卻液的熱路徑圖。】
【表1：圖2中顯示的兩個封裝的對比。SMT器件的電感明顯更低，但是散熱面積也較小。】
典型熱環境的模擬對比
圖4顯示的是使用TO247-4L和在IMS上使用D2PAK-7L時圖騰柱PFC的典型使用視圖，表明了冷卻功率電子器件所用的器件從結到冷卻液的熱流路徑。表2a和2b總結了在一系列熱界面（TIM）隔離選項下，各個器件的結到殼與殼到冷卻液熱阻。
【表2a：在安裝到采用陶瓷絕緣體的冷卻板上時，基于TO247的器件的熱阻性能。】
【表2b：建立在IMS上的D2PAK-7L器件的熱阻性能，其中的底部3mm Al采用液冷。】
根據這些結果，我們可以將0.6 °C/W作為TO247殼到冷卻液的熱阻的中間值，將1.2 °C/W作為D2Pak-7L的中間值，并將它們添加到結殼熱阻中。雖然SiC FET的芯片體積小，但是可以通過銀燒結式連接在封裝中實現低RthJC。
案例1：400V總線系統的6.6kW（交流/直流）圖騰柱PFC
圖5顯示的是圖騰柱PFC拓撲的基本電路。表3匯編了此應用使用一系列第四代器件時在全負載和6.6 kW下的功率損耗和溫度上升。其他電路條件有230 Vrms輸入、400 V直流軌、75 kHzCCM模式開關、20% 電感紋波、散熱器/液溫80 °C、在相同封裝類型的慢支路使用固定的11 m?，750 V器件、圖騰柱PFC的兩個交錯快支路的各種器件[4]。我們可以看到一系列快支路選項，從18 m?到60 m?，并有Rds(on)極低的器件提供非常高的性能。該表顯示的是每個快速支路FET在最差情況下的功率損耗、預計結溫和半導體效率，這是僅功率半導體的效率損耗指標。即使殼到冷卻液的熱阻較高，達到1.2 °C/W，下表所示的表面安裝式選項也是非常合理的選擇。最后一部分決策可以基于設計中的整體熱、效率和成本約束條件。現在，許多器件選項都是由Qorvo提供的。
【圖5：本分析中使用的圖騰柱PFC拓撲。我們假設兩個交錯的快速支路在每個位置有一個開關，在慢速支路中有一個低Rds器件。】
【表3：各種第四代SiC FET選項的快速開關FET計算損耗、峰值結溫和半導體損耗限制的效率。6.6 kWTPPFC在75 kHz下運行。】
案例2：400V總線系統的6.6 kWCLLC直流/直流
現在，我們可以考慮同一系列的器件在車載充電器的CLLC級中能提供什么。通常，由于器件不是硬開關，損耗會較低。我們假設此處使用全橋CLLC實施，如圖6所示，并檢查各個選項在6.6 kW、400 V總線、300 kHz開關頻率和80 °C冷卻液溫下的功率損耗，我們還同樣假設將0.6 °C/W作為TO247-4L的額外殼到冷卻液熱阻，將1.2 °C/W作為D2PAK-7LIMS的熱阻。初級側FET的計算損耗在表4中列出。
【圖6：表5中的估計所用的CLLC拓撲。考慮了初級側FET。同樣的器件通常也會用于次級側。】
【表4：各種第四代SiC FET選項的初級側FET計算損耗、峰值結溫和半導體損耗限制的效率。6.6 kW全橋CLLC在300 kHz下運行。】
在這種情況下，得益于LLC電路中的開關損耗接近零，雖然頻率較高，但是開關損耗低得多。此外，有許多可行選項可供設計師們選擇，包括適用于穿孔式和表面安裝式的選項，讓設計師們能靈活地優化性能、熱管理、板空間和成本。SiC FET可以使用0至10 V驅動電壓驅動且對性能沒什么影響的特點也很有用，有助于限制驅動器損耗。
案例3：3: 22 kW Vienna整流器
最后一個有用示例是在22 kW Vienna整流器中使用750 V平臺，如圖7所示。對于這個3相電路，我們在假設使用750 VFET和50 A、1200 V UJ3D1250K2二極管的條件下執行計算。我們假設使用230 Vrms交流電輸入、3相、800 V總線、40 kHz開關以及與之前示例中一樣適用于穿孔式和SMT選項的殼到環境熱條件。對于22 kW輸入，RMS相電流約為31.9 A。
【圖7：全部使用SiC器件的Vienna整流器。二極管為1200 V SiC二極管，FET為第四代750 V SiC FET。】
【表5：各種第四代SiC FET選項的FET計算損耗、峰值結溫和半導體損耗限制的效率。22 kWVienna整流器、800 V總線、40 kHz。】
在本案例中，TO247-4L封裝中更高的散熱能力發揮了更重要的作用，在使用電阻更高的器件時也有良好的熱裕度。另一方面，18 m?至33 m?器件中的損耗極低，以至于在此功率電平下也可以采用表面安裝式選項。
結論
第四代SiC FET的性能提升以及各種Rds(on)類在穿孔式和表面安裝式封裝中的可用性讓設計師能不斷改善車載充電器設計的效率、體積和廢熱，同時維持低成本。此外，使用較為簡單的0至10/12/15 V柵極驅動可有助于管理成本和控制復雜性。
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