【導讀】示波器帶寬應該足夠高才能進行準確的測量，但是這個參數有上限嗎？示波器帶寬過多是否會以某種方式降低我們的測量精度？請注意，示波器帶寬設置進入示波器的噪聲帶寬。
示波器帶寬應該足夠高才能進行準確的測量，但是這個參數有上限嗎？示波器帶寬過多是否會以某種方式降低我們的測量精度？請注意，示波器帶寬設置進入示波器的噪聲帶寬。
例如，考慮測量 33 MHz 正弦波。根據上面的討論，我們可以使用帶寬約為100 MHz的示波器來測量該信號。如果我們使用 8 GHz 示波器進行此測量，則 100 MHz 至 8 GHz 范圍內的所有噪聲分量都將進入示波器。這些噪聲成分將使屏幕上的跡線看起來有點模糊。
在許多情況下，這可能不是一個嚴重的問題，但如果您希望您的產品通過嚴格的性能或合規性規范，您必須注意這些細節并提供產品輸出的演示。
采樣率
輸入信號經過模擬前端調節后，被傳遞到 A/D 轉換器。根據奈奎斯特采樣定理，ADC f s 的采樣率必須至少是感興趣的頻率分量的兩倍。這意味著我們需要一個抗混疊濾波器來限制 ADC 輸入端信號的帶寬。在圖1中，抗混疊濾波是通過模擬前端的低通特性來實現的。
盡管該濾波器抑制了高頻分量，但我們沒有磚墻低通特性。當我們移動到更高的頻率時，幅度衰減會增加，但我們不會有無限的衰減。假設我們選擇采樣頻率f s如圖 1所示。
圖1
由于我們在 f s處的衰減有限，因此在此頻率出現的任何噪聲分量將僅被低通特性部分抑制。換句話說，ADC 輸入端的信號帶寬并沒有真正受到限制，我們可能仍然有相對較大的頻率分量高于
f
s
2
（違反奈奎斯特準則）。
這將如何影響我們測量的準確性？
采樣過程將以采樣頻率的倍數創建頻譜的副本。在 0 到 f s的頻率范圍內，我們將得到如圖 2所示的頻譜。
圖2
雖然藍色曲線是我們在數字化儀輸出處想要的光譜，但采樣過程會創建原始光譜（由紅色曲線描繪）的不需要的副本。藍色和紅色曲線分量的疊加為我們提供了 ADC 輸出處的數字信號的頻譜。
圖2顯示部分復制頻譜與我們所需的頻帶重疊，該頻帶位于 0 到 f BW的范圍內。該所需頻帶應由 A/D 轉換器后面的數字電路提取和處理。我們怎樣才能提取出這個想要的頻段呢？
從 f BW到 f s -f BW的頻率分量可以通過尖銳的數字濾波器有效抑制（見圖 5）。消除這個不需要的頻帶可以得到更高效的數字電路。
圖3
復制頻譜中出現在 0 到 f帶寬范圍內的部分又如何呢？
這些頻率分量無法通過在 ADC 輸出端放置濾波器來抑制。如圖 2 所示，這些不需要的分量從位于 f s -f BW到 f s范圍內的原始頻譜部分折回。因此，我們可以通過增加采樣率（對于給定的 f BW）來抑制這些混疊分量。這樣，混疊分量經歷的衰減就會增加。
查看圖 2。折回組件的可接受衰減是多少？
衰減應足夠大，以使混疊分量遠低于 A/D 轉換器的量化水平。在實際應用中，對于高斯頻率響應示波器，我們通常需要實時采樣率為示波器帶寬的4-5倍。具有平坦頻率響應的示波器具有更尖銳的滾降。因此，大約 2.5 倍示波器帶寬的采樣率可以使此類示波器達到可接受的精度。
如果混疊嚴重，顯示的跡線會受到怎樣的影響？
圖4.圖片由是德科技提供
圖4顯示了示波器帶寬和采樣率分別為 500 MHz 和 1 GSa/s 的測量結果。
正如您所看到的，當進行重復測量時，跡線會圍繞信號邊緣擺動。這是因為波形中具有更尖銳過渡的部分包含更高的頻率分量，并且混疊在這些區域中變得更加明顯。
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