【導(dǎo)讀】隨著全球連接需求的增長，許多衛(wèi)星通信(satcom)系統(tǒng)日益采用Ka頻段，對數(shù)據(jù)速率的要求也水漲船高。目前，高性能信號鏈已經(jīng)能支持?jǐn)?shù)千兆瞬時(shí)帶寬，一個(gè)系統(tǒng)中可能有成百上千個(gè)收發(fā)器，超高吞吐量數(shù)據(jù)速率已經(jīng)成為現(xiàn)實(shí)。
另外，許多系統(tǒng)已經(jīng)開始從機(jī)械定位型靜態(tài)拋物線天線轉(zhuǎn)向有源相控陣天線。在增強(qiáng)的技術(shù)和更高集成度的推動(dòng)下，元件尺寸得以大幅減小，已能滿足Ka頻段的需求。通過在沿干擾信號方向的天線方向圖中形成零位，相控陣技術(shù)還能提高降干擾性能。
下面將簡要描述現(xiàn)有收發(fā)器架構(gòu)中存在的一些折衷選項(xiàng)，以及不同類型的架構(gòu)在不同類型的系統(tǒng)中的適用性。本分析將分解介紹衛(wèi)星系統(tǒng)的部分關(guān)鍵技術(shù)規(guī)格，以及如何從這些系統(tǒng)級技術(shù)規(guī)格獲得收發(fā)器信號鏈層各組件的規(guī)格。
從系統(tǒng)級分析向下分解技術(shù)規(guī)格
從宏觀層面來看，衛(wèi)星通信系統(tǒng)需要維持一定的載噪比(CNR)，此為鏈路預(yù)算計(jì)算的結(jié)果。維持該CNR可以保證一定的誤碼率(BER)。需要的CNR取決于多種因素，如糾錯(cuò)、信息編碼、帶寬和調(diào)制類型。確定CNR要求之后，就可以依據(jù)高層系統(tǒng)要求向下分解得到各個(gè)接收器與發(fā)射器的技術(shù)規(guī)格。一般地，首先得到的是收發(fā)器的增益-系統(tǒng)噪聲溫度(G/T)品質(zhì)因數(shù)和發(fā)射器的有效全向輻射功率(EIRP)。
對于接收器，要從G/T得到低層接收器信號鏈規(guī)格，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師需要知道天線增益和系統(tǒng)噪聲溫度，該值為天線指向與接收器噪聲溫度的函數(shù)，如等式1所示。基于此，可以用等式2得到接收器溫度。
然后可以用等式3計(jì)算接收器信號鏈的噪聲指數(shù)：
獲知接收器噪聲指數(shù)以后，可以進(jìn)行級聯(lián)分析，確保信號鏈?zhǔn)欠穹线@些必要技術(shù)規(guī)格的要求，以及是否需要進(jìn)行調(diào)整。
對于接收器，首先基于接收器的距離（地到衛(wèi)星或衛(wèi)星到地的距離）和接收器靈敏度確定需要的EIRP。獲知EIRP要求之后，需要在發(fā)射信號鏈的輸出功率與天線增益之間做出折衷。對于高增益天線，可以減小發(fā)射器的功耗和尺寸，但其代價(jià)是增加天線尺寸。EIRP通過等式4計(jì)算。
只要謹(jǐn)慎選擇信號鏈所用組件，就能維持輸出功率不變，并且不會(huì)導(dǎo)致其他重要參數(shù)下降，例如干擾其他系統(tǒng)的輸出噪聲和帶外射頻能量。
發(fā)射器和接收器的其他重要技術(shù)規(guī)格包括：
- 瞬時(shí)帶寬：信號鏈在任意時(shí)間點(diǎn)可以數(shù)字化的頻譜帶寬
- 功率處理：信號鏈在不導(dǎo)致性能下降的條件下要處理的最大信號功率
- 通道間的相位相干性：針對新興的波束賦形系統(tǒng)，確保通道間相位的可預(yù)測性可以簡化波束賦形信號的處理和校準(zhǔn)
- 雜散性能：確保接收器和發(fā)射器不會(huì)在不期望的頻率下產(chǎn)生射頻能量，以免影響該系統(tǒng)或其他系統(tǒng)的性能
圖1. 架構(gòu)比較，(a) 高中頻（集成TRx），(b) 雙變頻超外差架構(gòu)（帶GSPS ADC），(c) 單變頻超外差架構(gòu)（帶GSPS ADC），(d) 直接變頻（帶I/Q混頻器）。
在信號鏈的設(shè)計(jì)過程中，務(wù)必記住這些和其他技術(shù)規(guī)格，以確保設(shè)計(jì)出能滿足任何給定應(yīng)用需求的高性能系統(tǒng)，無論是寬帶多載波聚合集線器還是單個(gè)窄帶手持式衛(wèi)星通信終端。
通用架構(gòu)比較
確定高層技術(shù)規(guī)格以后即可決定采用哪種信號鏈架構(gòu)。前面列出過并且可能對架構(gòu)產(chǎn)生重大影響的一個(gè)關(guān)鍵技術(shù)規(guī)格是瞬時(shí)帶寬。該規(guī)格會(huì)影響接收器的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和發(fā)射器的數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)。為了實(shí)現(xiàn)高瞬時(shí)帶寬，必須以更高的速率對數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采樣，結(jié)果一般會(huì)推高整個(gè)信號鏈的功耗，但是，如果從單位功耗(W/GHz)來看，則會(huì)降低功耗。
對于帶寬不足100 Mhz的系統(tǒng)，許多情況下最好采用類似于圖1a的基礎(chǔ)架構(gòu)。該架構(gòu)將標(biāo)準(zhǔn)下變頻級與集成式直接變頻收發(fā)器芯片結(jié)合起來。集成的收發(fā)器可實(shí)現(xiàn)超高的集成度，從而大幅減小尺寸和功耗。
為了達(dá)到1.5 Ghz的帶寬，可以將經(jīng)典的雙變頻超外差架構(gòu)與最先進(jìn)的ADC技術(shù)結(jié)合起來；如圖1b所示。這是一種成熟的高性能架構(gòu)，集成的變頻級用于濾除無用的雜散信號。根據(jù)收到的頻段，用一個(gè)下變頻級將接收的信號轉(zhuǎn)換成中頻(IF)，然后用另一個(gè)下變頻級將最終的中頻信號轉(zhuǎn)換成ADC可以數(shù)字化的低頻信號。最終中頻越低，ADC性能越高，但其代價(jià)是會(huì)增加濾波要求。一般地，受組件數(shù)量增加影響，該架構(gòu)是本文所提四個(gè)選項(xiàng)中尺寸最大、功耗最高的架構(gòu)。
與其類似的選項(xiàng)如圖1c所示，圖中是一個(gè)單次變頻級，用于將信號轉(zhuǎn)換成高中頻，再由GSPS ADC采樣。該架構(gòu)利用了ADC能數(shù)字化的更多射頻帶寬，幾乎不會(huì)導(dǎo)致性能下降。市場上最新的GSPS ADC可以對最高9 Ghz的射頻頻率直接采樣。在本選項(xiàng)中，中頻中心在4 Ghz和5 Ghz之間，可在信號鏈濾波要求與ADC要求之間達(dá)到最佳平衡。
最后一個(gè)選項(xiàng)如圖1d所示。該架構(gòu)的瞬時(shí)帶寬增幅甚至更大，但其代價(jià)是非常復(fù)雜，并且有可能導(dǎo)致性能下滑。這是一種直接變頻架構(gòu)，采用一個(gè)無源I/Q混頻器，后者可以在基帶上輸出兩個(gè)相互偏移90°的中頻。然后用一個(gè)雙通道GSPS ADC對各I和Q路進(jìn)行數(shù)字化。在這種情況下，可以獲得最高達(dá)3 Ghz的瞬時(shí)帶寬。該選項(xiàng)的主要挑戰(zhàn)是在信號通過混頻器、低通濾波器和ADC驅(qū)動(dòng)器傳播時(shí)，要在I和Q路徑之間維持正交平衡。根據(jù)具體的CNR要求，這種折衷可能是可以接受的。
以上從宏觀層面簡要介紹了這些接收器架構(gòu)的工作原理。列表并未窮盡所有情況，也可以把各種選項(xiàng)綜合起來使用。雖然比較未涉及發(fā)射信號鏈，但圖1中的每個(gè)選項(xiàng)都有一個(gè)對應(yīng)的發(fā)射信號鏈，其折衷情況也相似。
Ka頻段衛(wèi)星通信接收器示例
以上討論了各種架構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)和不足，接下來，我們可以將這些知識(shí)運(yùn)用到真實(shí)的信號鏈?zhǔn)纠?dāng)中。目前，許多衛(wèi)星通信系統(tǒng)都運(yùn)行在Ka頻段，以減小天線尺寸、提高數(shù)據(jù)速率。在高吞吐量衛(wèi)星系統(tǒng)中，這一點(diǎn)尤其重要。以下是采用不同架構(gòu)的示例，我們將對其進(jìn)行更加詳細(xì)的比較。
對于要求100 Mhz以下瞬時(shí)帶寬的系統(tǒng)，如甚小孔徑終端(VSAT)，可以采用集成收發(fā)器芯片的高中頻架構(gòu)(AD9371)，如圖2所示。該設(shè)計(jì)可以實(shí)現(xiàn)低噪聲指數(shù)，并且由于具有高集成度，所以其設(shè)計(jì)尺寸最小?，F(xiàn)將其性能總結(jié)于表1中。
圖2. 高中頻（集成TRx），帶寬最高100 MHz。
作為衛(wèi)星通信系統(tǒng)多個(gè)用戶的集線器，這些系統(tǒng)可能要同時(shí)處理多個(gè)載波信號。這種情況下，每個(gè)接收器的帶寬或帶寬/功率就變得非常重要。圖3所示信號鏈采用一款高速ADC，即AD9208，這是最近發(fā)布的一款高采樣速率ADC，可以數(shù)字化最高1.5 Ghz的瞬時(shí)帶寬。在本例中，為了實(shí)現(xiàn)1 Ghz的瞬時(shí)帶寬，中頻被置于4.5 GHz。這里可實(shí)現(xiàn)的帶寬取決于位于ADC之前的抗混疊濾波器的濾波要求，但一般局限于奈奎斯特區(qū)的~75%（采樣速率的一半）。
圖3. 用GSPS ADC單下變頻至高中頻。
在要求最高瞬時(shí)帶寬并且可能以犧牲CNR為代價(jià)的系統(tǒng)中，可以采用圖4所示信號鏈。該信號鏈采用一個(gè)I/Q混頻器，即HMC8191HMC8191，其鏡像抑制性能為~25 dBc。在這種情況下，鏡像抑制性能受到I和Q輸出通道間幅度和相位平衡的限制。在不采用更先進(jìn)的正交誤差校正(QEC)技術(shù)的情況下，這是該信號鏈的限制因素。該信號鏈的性能總結(jié)見表1。需要注意的是，NF和IP3性能與其他選項(xiàng)類似，但功率/GHz指標(biāo)則為三者中最低，并且從任意時(shí)間可以利用的帶寬量來看，其尺寸也屬最佳狀態(tài)。
圖4. 用I/Q混頻器和GSPS ADC實(shí)現(xiàn)直接變頻。
這里給出的三種接收選項(xiàng)如下表所示，但需要注意的是，該表并未列出全部可能選項(xiàng)。這里的總結(jié)旨在展示各種信號鏈選項(xiàng)之間的差異。在任何給定系統(tǒng)中，最終的最優(yōu)信號鏈既可能是三者之一，也可能是任意選項(xiàng)的綜合運(yùn)用。
表1. Ka頻段接收器詳情比較
另外，雖然表中只顯示了接收器端的情況，但發(fā)射器信號鏈也存在類似的折衷情況。一般地，系統(tǒng)從超外差架構(gòu)轉(zhuǎn)向直接變頻架構(gòu)后，需要在帶寬與性能之間進(jìn)行折衷。
數(shù)據(jù)接口
在數(shù)據(jù)被ADC或收發(fā)器數(shù)字化以后，必須通過數(shù)字接口交給系統(tǒng)處理。這里提到的所有數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器都采用了高速JESD204b標(biāo)準(zhǔn)，從數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器接收信號，然后把信號打包組幀，再通過少量走線進(jìn)行傳輸。芯片的數(shù)據(jù)速率因系統(tǒng)要求而異，但這里提到的所有器件都有用于抽取和頻率轉(zhuǎn)換的數(shù)字功能，能夠適應(yīng)不同數(shù)據(jù)速率，以滿足不同系統(tǒng)要求。該規(guī)格在JESD204b通道上最高支持12.5 GSPS的速率，傳輸大量數(shù)據(jù)的高帶寬系統(tǒng)即充分利用了這一點(diǎn)。有關(guān)這些接口的詳細(xì)描述請參閱AD9208和AD9371的數(shù)據(jù)手冊。另外，F(xiàn)PGA的選擇必須考慮該接口。供應(yīng)商（如Xilinx®和Altera®）提供的許多FPGA目前已經(jīng)在其器件中集成該標(biāo)準(zhǔn)，為與這些數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的集成提供了便利條件。
結(jié)論
本文詳細(xì)介紹了各種折衷情況，并就Ka頻段衛(wèi)星通信系統(tǒng)適用的信號鏈列舉了一些例子。還介紹了幾種架構(gòu)選項(xiàng)，包括利用集成式收發(fā)器AD9371的高中頻單次變頻選項(xiàng)，用GSPS ADC取代集成收發(fā)器以提高瞬時(shí)帶寬的類似架構(gòu)，以及可以提高帶寬但會(huì)降低鏡像抑制性能的直接變頻架構(gòu)。介紹的信號鏈雖然可以直接使用，但建議以其為基礎(chǔ)進(jìn)行設(shè)計(jì)。根據(jù)具體的系統(tǒng)級應(yīng)用，會(huì)出現(xiàn)不同的要求，隨著設(shè)計(jì)工作的推進(jìn)，信號鏈的選擇會(huì)越來越明晰。
本文轉(zhuǎn)載自亞德諾半導(dǎo)體。
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