【導讀】本文提出一種新穎的射頻功率放大器電路結構，使用一個射頻功率放大器實現GSM/DCS雙頻段功率放大功能。本文設計的GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊，在GSM發射模式下，模塊天線端輸出功率為33dBm，效率38%，諧波抑制-33dBm以下；DCS發射模式下，模塊天線端輸出功率為30dBm，效率30%，諧波抑制-33dBm以下。
本文提出一種新穎的射頻功率放大器電路結構，使用一個射頻功率放大器實現GSM/DCS雙頻段功率放大功能，銳迪科的RDA6218就是采用這種結構。射頻功率放大器管芯由原來的兩個減少為一個，同時此結構射頻功率放大器及輸出匹配網絡與CMOS控制器、射頻開關集成至一個芯片模塊，組成 GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊，如圖1所示。
圖1 GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊示意圖。
單芯片放大器電路
本設計中的射頻功率放大器電路采用三級放大的電路形式。如圖2所示，將射 頻功率放大器電路的第一級分成兩個獨立的輸入端，分別對應于GSM 和DCS功率放大頻段。然后共用第二級和第三級放大電路。在輸出端實現了可以同時應用于GSM、DCS頻段的輸出匹配網絡。由于第二級和第三級為GSM和 DCS兩個頻段共用的電路放大級，因此在設計此兩級電路時需要同時兼顧GSM和DCS兩個頻段的要求。
圖2、 雙頻段功率放大器電路原理圖。
本電路中第三級設計為功率放大級，在通常電池電壓供電的情況下，為使GSM頻段和DCS頻段功率輸出分別達到35dBm和33dBm，因此 GSM頻段和DCS頻段的功率輸出阻抗分別設計為2Ω和3Ω。由于GSM頻段輸出功率大于DCS頻段輸出功率，因此設計第三級功率管Q3最大輸出功率達 35dBm。
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該電路中第二級為功率驅動級，因為需要同時覆蓋GSM和DCS兩個頻段，頻率范圍很寬，因此設計第二級放大電路采用負反饋結構，將工作頻率從GSM頻段拓寬至DCS頻段。同時，第二、三級級間匹配網絡也設計為寬帶匹配網絡。本設計電路中，第二級和第三級的總體增益設計為25dB，頻率范圍覆蓋GSM和DCS頻段。仿真結果如圖3所示。
圖3 第二級和第三級增益仿真結果。
由于高頻段（DCS）的增益在第二和第三級時略低，因此設計第一級放大電路時，DCS頻段第一級增益比GSM頻段第一級高約3dB。同時，在DCS 頻段射頻輸入端加入濾波網絡，如圖2所示。此濾波網絡對GSM頻段信號起到帶阻作用，同時對DCS頻段信號起到帶通作用，加入此濾波網絡可有效地提高交叉隔離度。該濾波網絡的仿真原理圖與仿真結果分別如圖4、圖5所示。本設計電路GSM頻段和DCS頻段總增益仿真結果如圖6、圖7所示。
圖4 DCS頻段輸入濾波網絡仿真原理圖。
高隔離射頻開關
本文設計的GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊中，GSM/DCS雙頻段射頻功率放大器管芯的輸出端分別與GSM輸出匹配網絡和DCS輸出匹配網絡連接至同一節點。而DCS工作頻段范圍為1710MHz~1910MHz，覆蓋了GSM頻段（880MHz~915MHz）的二次諧波頻率范圍（1760MHz~1830MHz）。因此當GSM頻段發射選通時，GSM頻段射頻信號的二次諧波可通過共同節點泄漏至DCS輸出匹配網絡，從而傳輸至天線。
雖然GSM頻段發射選通時，射頻開關DCS端為關閉狀態，但由于普通射頻開關處于關閉狀態時，隔離度只有20dB左右。因此，當GSM頻段二次諧波信號較強時，仍有一定功率的射頻信號通過射頻開關DCS端耦合至天線，使得GSM頻段發射時，天線端輸出的GSM頻段二次諧波信號較高，超出系統指標要求。為了滿足通信系統要求諧波分量在-30dBm以下的要求，射頻開關的DCS端設計為高隔離結構，當射頻開關GSM端選通時，DCS端至天線端的隔離度高達80dB，使得GSM頻段信號的二次諧波無法通過射頻開關DCS端傳輸至天線，從而極大地降低了兩個頻段之間的射頻干擾。
本文小結
本文提出一種新穎的射頻功率放大器電路結構，使用一個射頻功率放大器實現GSM/DCS雙頻段功率放大功能。同時將此結構射頻功率放大器及輸出匹配網絡與CMOS控制器、射頻開關集成至一個芯片模塊，組成GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊，其中射頻開關采用高隔離開關設計，使得諧波滿足通信系統要求。本文設計的GSM/DCS雙頻段射頻前端模塊，在GSM發射模式下，模塊天線端輸出功率為33dBm，效率38%，諧波抑制-33dBm以下；DCS發射模式下，模塊天線端輸出功率為30dBm，效率30%，諧波抑制-33dBm以下。
