- 高速通信的混頻器和調制器設計
- 采用足夠的帶通濾波可減少有害產物
- 比較常用是是吉爾伯特單元拓撲的設計
在高速無線通信系統中，信號必須進行上變頻或下變頻后才能進行信號傳播和處理。這種變頻步驟在傳統上稱為混頻，是接收和發射信號鏈必不可少的過程。
于是，混頻器和調制器就成為射頻（RF）系統的基本構件。隨著無線通信標準的不斷演進，查看這些構件的特征并了解混頻器如何影響總體系統性能至關重要。
在所有的無線設計中，混頻器和調制器都支持變頻并實現通信。它們確定整個信號鏈的基本規格。它們的接收信號鏈具有最高功率，對來自發射通路中的數模轉換器（DAC）的信號進行上變頻，并實現數字預失真（DPD）系統，從而影響整個通信系統的性能。
那么，基本混頻器的工作原理如何？有哪些重要規格要考慮？目前有哪些混頻器和調制器方案可用來改進和簡化系統設計？
基本混頻器工作原理
最簡單的混頻器就是一個乘法器。音頻混頻器只增加信號，射頻混頻器實際上增加輸入信號以產生新頻率的輸出信號。射頻調制器和解調器本質上就是混頻器。這些器件獲取基帶輸入信號，并輸出射頻調制信號（反之亦然）。
由于影響混頻器的因素同時也會影響調制器，因此本文主要從混頻器的角度進行探討。接收器一般采用下變頻來實現高頻RF信號的處理，發射器則將低頻基帶信號轉換成高速射頻。混頻器的所有部分都像負載和源一樣。
RF輸入 = A1sin（ω1t + φ1） （1）
LO輸入 = A2sin（ω2t + φ2） （2）
輸出IF = A1A2sin（ω1t + φ1） sin（ω2t + φ2） （3）
通過三角恒等式，我們可以得到包含和與差的輸出：
輸出IF = （A1A2/2） {cos［（ω1 + ω2）t +（φ1 + φ2）］ + cos［（ω1 – ω2）t – （φ1 - φ2）］} （4）
要獲得進行信號處理所需的信號質量，可能需要多個下變頻過程和濾波，具體取決于IF頻率和系統級規劃。（LO 》 RF為本振上注入式，RF 》 LO為本振下注入式。）
上變頻過程中的混頻器一般在產生基帶信號后的早期采用。在這個過程中，IF為輸入，RF為輸出。此外，輸出為輸入信號的和與差。
需要在輸入和輸出端進行額外的濾波，以便減少有害產物，獲得與接收信號鏈相似的理想性能。
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變頻增益
變頻增益是混頻器的主要衡量標準，可用于在生產中進行功能驗證。變頻增益是輸出信號電平與輸入信號電平之比，通常以dB表示。無源混頻器的變頻損耗一般與插入損耗表示。
最小損耗以RFOut電流（g1vrf/2 = gonvrf/π）與IFOut電流（g1vrf = gonvrf/2）之比計算。該比值為2/π，因此假設所有阻抗相等且LO輸入為方波，則變頻增益為（2/π）2或–3.92 dB。
如果LO輸入為連續正弦波輸入或連續波（CW），則輸出電流中的輸出IF分量為gonvrf/4。由于LO輸入功率較低，因此功率比相應地從–3.92 dB變為–6 dB。LO功率的下降會影響混頻器開/關狀態之間的傳導驅動能力，從而降低輸出功率和噪聲指數。
一般來講，大多數混頻器的變頻損耗介于4.5與9 dB之間。這取決于混頻器類型以及混頻器不平衡、平衡-不平衡變換器不匹配和二極管串聯電阻等所有額外的損耗。寬頻帶混頻器更容易產生較高的變頻損耗，因為它們需要在整個輸入帶寬上維持平衡。變頻增益會影響總系統自動增益控制（AGC）規劃、DPD系統算法和靈敏度規劃。
噪聲
混頻器在進行頻率轉換時會給信號帶來噪聲。相對于發熱狀態下輸出端SNR的輸入端信噪比（SNR）稱為噪聲系數。這種度量是器件導通以捕獲發熱或導電狀態下發出的噪聲能量時捕獲的噪聲。然后該值相對于冷卻或關斷狀態時的噪聲功率。請記住，用噪聲系數計算級聯網絡和總噪聲的公式：
噪聲系數F = （SNR）In/（SNR）Out （5）
噪聲指數NF = 10log（F） （6）
從式7中的級聯噪聲指數可以看出（G為各級的增益），第一個級的影響最大。因此在基本接收系統中，開關、濾波器和混頻器前的低噪聲放大器（LNA）都會增加總系統的噪聲系數。仔細地選擇這些元器件和混頻器可以最大限度地降低總噪聲并提升靈敏度。
請記住，LO驅動電平會影響轉換增益和噪聲。隨著LO功率的下降，噪聲也隨之下降。雙邊帶（DSB）混頻器和單邊帶（SSB）混頻器對噪聲的定義略有不同。對于DSB而言，輸出端提供所需的IF和鏡像（針對到此為止討論的所有混頻器）。對于SSB而言，鏡像會盡可能減少。
DSB噪聲包含來自RF和鏡像信號頻率的噪聲和信號。對于SSB噪聲而言，鏡像信號在理論上丟失（雖然包含了鏡像噪聲）。理想的SSB混頻器的噪聲指數是同類DSB混頻器的噪聲指數的兩倍。
隔離
混頻器中的隔離在以下端口之間指定：RF與IF；LO與IF；IF與RF以及LO與RF。隔離量度計算一個端口到另一個端口的泄漏功率。例如，要測量LO到RF的隔離，只需將一個信號施加到LO端口，然后測量RF端口的這個輸入LO信號的功率。
由于輸入信號（特別是LO）較高，足以導致系統性能下降，因此隔離至關重要。LO泄漏會通過干擾RF放大器或在天線端口輻射RF能量，從而干擾輸入信號。LO至IF輸出的泄漏會壓縮接收器陣列中剩余的IF單元，引起處理錯誤。
RF至IF的泄漏以及IF至RF的泄漏表示電路平衡性能，該性能與變頻損耗有關。混頻器的平衡性能越好，變頻損耗就越低；因此，也具有較好的變頻性能平坦度。理想情況下，隔離規格盡可能高，并且在最終的外形板設計上具有屏蔽和良好的布局。
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1dB壓縮點
在接收系統中，混頻器最有可能是整個系統中功率最高的器件。因此線性規格非常重要，它可以確定整個接收器的諸多系統規格和發射能力。
在標準或線性工作條件下，混頻器的變頻損耗是恒定的，與RF功率無關。這意味著，當你以1dB的幅度增加輸入功率時，輸出功率也會以1dB遞增。在P1dB壓縮點，輸入功率增加，以便輸出不隨輸入功率線性增加。這也是混頻器變頻損耗高出理想值1dB的原因（圖2）。
三階截取點
與P1dB類似，三階截取點（IP3）也會影響系統性能。不佳的三階交調性能與IP3有直接關系，并且會增加真實工作條件下的噪聲基底。這看來會降低無線接收器的靈敏度，相應地降低整個無線通信系統的性能。因此，IP3點越高越好。
要測量IP3，我們對RF輸入端施加兩個相同功率的輸入信號F1和F2 （假設這是下變頻過程）。要計算IP3，由于非常靠近相關的IP輸出，因此我們在（2F2 – F1） – FLO和（2F1 – F2） – FLO產生相關的三階交調失真（IMD3），我們從中頻輸出去掉該失真，得到以下計算結果：
由于未能達到實際的IP3點，因此IP3點是從IMD3獲得的理論值。混頻器的輸出級在達到IP3之前飽和。一般對于無源混頻器而言，高頻信號的IP3至少為P1dB以上15 dB，低頻信號的IP3至少為壓縮點以上10dB。
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雜散信號
混頻過程會產生輸入信號的和與差的輸出積以及大量額外的有害雜散信號（圖3）。這些雜散信號包括基本的混頻器輸入和輸出、其諧波產物（nRF、mLO或kIF）和交調產物、nRF ± mLO（下變頻）和nLO ± mIF（上變頻）。
圖3：混頻器輸出的頻譜圖顯示產生的所有不同產物。需要的信號為和頻或差頻，不過請注意，有害鏡像信號和二階和三階信號為諧波的結果。濾波有助于減少這些有害信號。
諧波產物（nRF、mLO或kIF）以指數級增加輸出信號的功率。這些有害產物可以簡單地以數學方式按照以下顯示功率增加的等式表示：
基本：VOut = Acos（ωt） （10）
二次諧波為二次冪：A2cos（2ωt） （11）
三次諧波為三次冪：
A3cos（3ωt） （12）
由于濾波的復雜性和受這些雜散響應影響的頻率性能的廣泛性，非線性失真產物會對寬帶系統產生相當大的影響。窄帶應用僅受通帶的失真產物的影響。采用足夠的帶通濾波可以有效地減少大部分有害產物。但是，如前面提到的，IMD3產物極為靠近需要的信號，因此很難過濾出這樣的信號。
鏡像（邊帶抑制）
同時影響典型混頻器的接收通路和發射通路的一種信號是鏡像。離輸入信號的RF輸入端口2IF的信號將在下變頻過程中直接被轉換成與需要的輸入信號相同的IF。濾波和采用多個IF級和鏡像抑制混頻器（IRM）等方法可以最大限度地降低這種有害信號的影響。
鏡像就是按照系統規劃來自需要的輸出信號的“其它”輸出，這是因為任何簡單的混頻器的輸出都包含混頻的和與差。可在混頻器輸出端實現更高的鏡像抑制的高級混頻器設計稱為SSB或同相/正交（I/Q）調制器。例如，TI公司的TRF372017是一款高集成度鎖相環/壓控振蕩器（PLL/VCO） I/Q調制器。
直流偏置
輸出頻譜的另一個關鍵部分是LO泄漏或直流偏置和載波抑制。隔離會影響混頻器的這種功能，直流偏置是表示混頻器不平衡的量度。此規格在I/Q調制器和解調器中特別重要。由于I/Q調制器和解調器本身就是兩個混頻器，因此這些混頻器的部分不平衡受兩個內部混頻器之間的增益差或偏置差影響。
具體來講，對于采用這些調制器和解調器的零IF系統，由于泄漏在信號帶寬內，因此直流偏置（載波抑制）會降低性能。混頻器輸出端的直流偏置將位于LO頻率，根據直流偏置的不同，如果器件內的不平衡足夠高，直流偏置會影響錯誤（式13）。因此，如果1VRMS信號有10mV的直流偏置，則：
CS = –40 dBc （14）
LO驅動電平
LO驅動電平是混頻器中需要設計工程師嚴密考量的一個規格。系統LO的可用輸出功率可能限制設計中的混頻器選擇方案。驅動電平不足會降低總混頻器性能。驅動電平過高會降低性能，同時損壞器件。與無源混頻器相比，有源混頻器所需的LO功率往往較少，并且LO功率范圍具有更高的靈活性，可獲得完整的混頻器性能。
混頻器拓撲
混頻器分為無源混頻器和有源混頻器。無源混頻器采用二極管和無源器件進行混頻和濾波。無源混頻器一般具有更高的線性度，但變頻損耗或噪聲較高。此外還有單平衡混頻器和雙平衡混頻器。單平衡混頻器具有有限的隔離，而雙平衡混頻器的端口間隔離好得多，并且線性度更高。
大部分人都熟悉基本的肖特基二極管雙平衡混頻器。這種混頻器是性能最高的混頻器之一，僅需要輸入端的一些匹配良好、低損耗的平衡-不平衡變換器和具有四橋配置的二極管。為了獲得更高的隔離，輸出信號在輸入信號端口（非LO）被分出。肖特基二極管的低Ron和高頻性能使得這種混頻器成為理想之選，不過它有一個不足：需要高LO功率。
我們擁有各種有源混頻器選擇方案，包括雙極結晶體管（BJT）和FET混頻器以及可創建真正的乘法器，從而提升隔離和偶次諧波的吉爾伯特單元拓撲。吉爾伯特單元拓撲是到目前為止最受歡迎的有源混頻器設計。
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雖然這些混頻器可以提供極高的性能，但是我們仍然需要濾波和多個IF級從需要的輸出中消除鏡像。鏡像始終距離需要的IF信號2IF，以便低IF 端的濾波得到更多的抑制。由于可調諧系統的復雜性越來越高，濾波器必須跟蹤LO以維持性能。這種系統可能需要多個級和濾波，以便徹底消除較高IF的鏡像。
采用IRM時，我們可以通過相位抵消實現境像抑制，而不采用濾波或多個IF級。設計從正交IF混頻器開始進行。這種混頻器整合了兩個雙平衡混頻器、一個90°分流器和一個零度分流器。要實現IRM的功能，只需要在IF端口后面添加一個90°混合電路，以分隔鏡像和實信號，使鏡像輸出終止或用于進一步的處理（圖4）。
圖4：鏡像抑制混頻器在接收器中最受歡迎。它可以通過相移去掉和頻或差頻產物，產生單個輸出，而不需要濾波。LO進行90°相移，產生同相和正交相位信號，與輸入的RF信號進行混頻。然后混頻器輸出互相進行90°相移，從而去掉部分產物。
根據上文的討論，這種設計內部的兩個混頻器可能不匹配，因為在需要的IF輸出端口出現了一些下變頻鏡像。鏡像抑制是所需IF與同一端口的輸出端的鏡像之比。為提高IRM的性能，良好的抑制匹配是關鍵的設計參數。
至于上變頻，我們有SSB混頻器或I/Q調制器。在SSB IRM中，鏡像和有效輸出現在是這種拓撲結構中的輸入，RFIn是RFOut。圖5通過BB（基帶）輸入頻率或發射通路中的IF信號簡化了這種配置。式 15-21顯示這種SSB或I/Q調制器如何抑制或減少鏡像。
BB I = Asin（ωmt） （15）
BB Q = Acos（ωmt） （16）
LO通過分相電路施加一個CW輸入時：
LO同相 = sin（ωct） （17）
LO正交 = cos（ωct） （18）
因此，通過三角恒等式，以下部分整合到RFOut的功率合成器中（式19和式20）。從這里我們可以看出， 去掉了上邊帶（ωc + ωm）器件（USB），而只保留了最低有效位（LSB）。輸出為：
RFOut = RFIn-phase + RFQuad-phase = Acos（（ωc – ωm）t） （21）
顯然，這是一個理想的SSM，其電路中不存在不平衡。但是，在真實世界中，BJT、FET和二極管從未實現理想的平衡。總是存在增益和相位不匹配，隔離將是有限的，因此RFOut端口將出現LO泄漏。基帶或IF信號不會實現理想的平衡，LO輸入也會不理想。
總結
選擇I/Q調制器時影響最大的兩個規格是邊帶抑制和載波泄漏。直流偏置或載波抑制是有害的輸出LO分量，這是隔離LO-RF端口和BB或IF信號直流不平衡的結果。邊帶抑制以dBc計。這是鏡像分量，是一個相對于輸出信號的規格。它是混頻器增益和相位平衡不匹配的結果。
