【導讀】人們普遍認為，SiCMOSFET可以實現非?？斓?a target="_blank" style="text-decoration:none;" >開關速度，有助于顯著降低電力電子領域功率轉換過程中的能量損耗。然而，由于傳統功率半導體封裝的限制，在實際應用中并不總是能發揮SiC元器件的全部潛力。在本文中，我們首先討論傳統封裝的一些局限性，然后介紹采用更好的封裝形式所帶來的好處。最后，展示對使用了圖騰柱（Totem-Pole）拓撲的3.7kW單相PFC進行封裝改進后獲得的改善效果。
功率元器件傳統封裝形式帶來的開關性能限制
TO-247N（圖1）是應用最廣泛的功率晶體管傳統封裝形式之一。如圖1左側所示，該器件的每個引腳都存在寄生電感分量。圖1右側是非常簡單且典型的柵極驅動電路示例。從這些圖中可以看出，漏極引腳和源極引腳的電感分量會被加到主電流開關電路中，這些電感會導致器件在關斷時產生過電壓，因此要想確保過電壓的數值滿足漏極-源極間技術規格的要求，就需要限制器件的開關速度。
圖1：功率元器件的傳統封裝及其寄生電感
柵極引腳和源極引腳的寄生電感是柵極驅動電路中的一部分，因此在驅動MOSFET時需要考慮這部分電感。此外，這部分電感還可能會與柵極驅動電路中的寄生電容之間發生振蕩。當MOSFET導通時，ID增加，并且在源極引腳的電感（Ls）中產生電動勢（VLS）。而柵極引腳中則流入電流（IG），并且因柵極電阻（RG）而發生電壓降。由于這些電壓包含在柵極驅動電路中，因此它們會使MOSFET導通所需的柵極電壓降低，從而導致導通速度變慢，見圖2。
圖2：LS導致芯片中的VGS降低（導通時）
解決這種問題的方法之一是采用具備“驅動器源極”引腳的功率元器件封裝。通過配備將源極引腳和柵極驅動環路分開的驅動器源極引腳，可以消除導通時的源極電感（LS）對柵極電壓的影響，因此不會因電壓降而降低導通速度，從而可以大大減少導通損耗。
TO-263-7L帶來的開關性能改善
除了TO-247-4L封裝外，羅姆還開發出采用TO-263-7L表貼封裝，使分立SiC MOSFET產品陣容更加豐富。采用TO-263-7L封裝可以實現SiC MOSFET源極引腳的開爾文連接，這種封裝的優點如圖3所示。從圖中可以看出，柵極驅動相關的部分和主電流路徑不再共享主源極側的電感LS。因此，可以使器件的導通速度更快，損耗更小。
圖3：TO-263-7L表貼封裝及其寄生電感
采用TO-263-7L封裝的另一個優點是漏極引腳和源極引腳的電感比TO-247N封裝小得多。由于漏極引腳的接合面積大，另外源極引腳可以由多根短引線并聯連接組成，因此可以降低封裝的電感（LD或LS）。為了量化新封裝形式帶來的元器件性能改進程度，我們比較了采用兩種不同封裝的相同SiC MOSFET芯片的導通和關斷時的開關動作（圖4）。
圖4：1200V/40mΩ SiC MOSFET的開關動作比較
（TO-247N：SCT3040KL、TO-263-7L：SCT3040KW7、VDS=800V）
導通時的開關瞬態曲線表明，采用三引腳封裝（TO-247N）的“SCT3040KL”的開關速度受到限制，其中一個原因是源極引腳的電動勢使有效柵極電壓降低，導致電流變化時間變長，從而造成導通損耗增加。而對于采用具備驅動器源極的表貼封裝（TO-263-7L）的“SCT3040KW7”來說，電流變化時間則變得非常短，因此可以減少導通損耗。另外，由于寄生電感減少，因此采用TO-263-7L封裝的SiC MOSFET在關斷時的dI/dt要高得多，因此關斷損耗也小于TO-247N封裝。
下圖展示了兩種封裝實現的開關損耗與開關電流之間的關系。顯然，TO-263-7L封裝器件導通速度的提高有助于降低開關損耗，尤其是在大電流區域效果更加明顯。
圖5：采用TO-247N封裝和TO-263-7L封裝的1200V/40mΩ SiC MOSFET的開關損耗比較
【柵極驅動電路：使用了米勒鉗位（MC）和浪涌鉗位用的肖特基勢壘二極管（SBD）】
如上述比較數據所示，具有可以連接至柵極驅動環路的驅動器源極引腳，并可以減小寄生電感的封裝，器件性能得以發揮，特別是在大電流區域中發揮得更好。所以，在相同的開關頻率下器件總損耗更小；另外，如果降低損耗不是主要目標，則還可以增加器件的開關頻率。
新表貼封裝產品的陣容
除了上文提到的1200V/40mΩ產品之外，羅姆產品陣容中還包括額定電壓分別為650V和1200V 的TO-263-7L 封裝SiC MOSFET產品（表1）。另外，符合汽車電子產品可靠性標準的車載級產品也在計劃中。
表1：TO-263-7L封裝的溝槽SiC MOSFET產品陣容
表貼封裝SiC MOSFET在車載充電器(OBC)中的適用性
本文將以一個3.7kW單相PFC的電路為應用案例來說明表貼封裝SiC MOSFET能夠實現的性能。這種功率級單相PFC可用作單相3.7kW車載充電器的輸入級，或用作11kW車載充電系統的構件。在后一種情況下，將三個單相PFC通過開關矩陣相組合，可以實現單相驅動或最大11kW的三相驅動。該應用案例框圖參見圖6。
圖6：多個3.7kW PFC組成的11kW OBC框圖
圖7中包括幾種可應用的PFC電路拓撲結構。傳統升壓PFC的輸入端存在二極管整流電路，因此其效率提升受到限制。兩相無橋PFC以及圖騰柱PFC可以削減二極管整流電路，從而可以降低總傳導損耗。但是需要注意的是，兩相無橋PFC雖然可實現高效率，卻存在每個橋臂僅在一半輸入周期內使用的缺點，因此每個器件的峰值電流與電流有效值之比（即所謂的“波峰因數”）增高，使功率半導體上的功率循環壓力很大。
圖7：單相PFC的概念圖
圖騰柱PFC有兩種不同的類型。最簡單的類型僅包含兩個MOSFET和兩個二極管。由于二極管在低頻下開關，因此選擇具有低正向壓降的器件。另一方面，由于MOSFET中的體二極管用于換流，因此選擇體二極管特性出色的器件是非常重要的。此外，新型寬帶隙半導體（比如SiC MOSFET）具有支持硬開關的體二極管，因此非常適用于這類應用。最后，如果希望盡可能獲得更出色的性能，那么可以用有源開關（比如SJ MOSFET）來替代低頻開關二極管，以進一步降低損耗。
為了展示利用圖騰柱PFC可以實現的幾種性能，我們實施了仿真。在仿真中，我們對采用TO-263-7L 封裝的650V／60mΩ SiC MOSFET的開關損耗測量值進行了驗證。假設開關頻率為100 kHz，我們對高頻側橋臂和低頻側橋臂的半導體損耗都進行了建模。對于低頻橋臂，由于開關損耗的影響極小，因此僅考慮了60mΩ產品的導通損耗。
仿真結果如圖8所示。從圖中可以看出，最大效率為98.7%，出現在60%的標稱輸出功率附近。該階段的其他損耗沒有建模。當然，為了進行全面分析，不僅需要考慮控制電路和柵極驅動電路，還需要考慮電感和其他無源元件的損耗。然而，很明顯，在使用了650V SiC MOSFET的圖騰柱PFC中，可以實現高性能的PFC電路。
圖8：僅考慮半導體損耗的圖騰柱PFC的估算效率
（Vin = 230V，Vout = 400V，fSW = 100 kHz，高頻側橋臂：SCT3060AW7，低頻側橋臂：60m?產品）
結語
在本文中，我們確認了SiC MOSFET采用具備驅動器源極引腳的低電感表貼封裝所帶來的性能優勢。研究結果表明，尤其是在大電流條件下，由于柵極環路不受dI/dt以及源極引腳電感導致的電壓降的影響，因此采用表貼封裝的產品導通損耗大大降低。封裝電感的總體減小還使得SiC MOSFET的關斷速度加快。這兩個優點顯著降低了器件導通和關斷時的開關損耗。在系統方面，我們已經看到，圖騰柱PFC中采用RDS(ON)為60mΩ的650V SiC MOSFET時的轉換效率超過98%，這將有利于實現非常緊湊的設計，因此可以說，這對于車載充電器等車載應用開發來說是非常重要的關鍵點。
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