【導讀】本文首先介紹相比基于傳統(tǒng)硅 (Si) MOSFET 或 IGBT 的高頻電源，基于 eGaN 開關元器件的高頻電源優(yōu)勢。接著會介紹如何使用 EPC、Texas Instruments 和 Navitas Semiconductor的 eGaN 功率級來構建適用于電池充電或服務器農(nóng)場等應用的 SMPS 設計。
高能量密度開關模式電源 (SMPS) 可加快電池充電速度，減小太陽能微型逆變器的尺寸，并滿足服務器農(nóng)場電源要求，絕對不會出現(xiàn)過熱現(xiàn)象。然而，工程師現(xiàn)在面臨硅 MOSFET 和 IGBT 的性能極限，這些器件構成傳統(tǒng) SMPS 的主要開關元件。相反，采用增強型氮化鎵 (eGaN)（一種寬帶隙半導體）制成的晶體管現(xiàn)可以克服硅器件的開關速度和能效限制。
以前，eGaN 晶體管的成本和可用性使其局限于最為復雜的電源應用，但更廣泛的商業(yè)化已經(jīng)解決了這一難題。eGaN 晶體管現(xiàn)已廣泛用于各種應用。
本文首先介紹相比基于傳統(tǒng)硅 (Si) MOSFET 或 IGBT 的高頻電源，基于 eGaN 開關元器件的高頻電源優(yōu)勢。接著會介紹如何使用 EPC、Texas Instruments 和 Navitas Semiconductor的 eGaN 功率級來構建適用于電池充電或服務器農(nóng)場等應用的 SMPS 設計。
提高SMPS開關頻率有什么優(yōu)勢
傳統(tǒng) SMPS 通常采用的開關頻率范圍為數(shù)十至數(shù)百千赫茲 (kHz)。基本頻率的脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 的占空比決定了電源的電壓輸出。
較高開關頻率的主要優(yōu)勢在于減小了電感器、變壓器和電阻器等外設元器件的尺寸。因而，設計人員就可以在保持同等輸出功率的情況下簡化設計，從而增加能量密度。此外，SMPS 輸出端的電流和電壓紋波也會減少，從而降低了電磁干擾 (EMI) 的風險和濾波器電路的成本，并縮小了尺寸。
然而，傳統(tǒng)硅功率 MOSFET 和 IGBT 開關速度相對較慢，每次開通閉合時，器件耗散功率相當大。隨著頻率的提高，功耗會成倍增加，導致能效降低和芯片溫度升高。開關速度慢且開關功耗大，給目前的 SMPS 實際開關頻率設置了上限。
設計人員可以借助寬帶隙半導體來打破這一上限。其中，GaN 是目前用于該應用的最成熟、最便利的技術，而 eGaN 是 GaN 的改良版。
GaN與硅基器件的比較
與硅相比，GaN 具有多種優(yōu)勢，其中幾種優(yōu)勢與該材料的電子遷移率較高有關。電子遷移率較高使半導體擊穿電壓更高（高于 600 伏），“電流密度”（安培/平方厘米 (A/cm2)）更大。GaN 的另一個優(yōu)勢在于采用該材料制成的晶體管不會出現(xiàn)反向恢復電荷，而這種現(xiàn)象可能會引起很大的開關過沖電流（瞬時振蕩）。
雖然這些特性對于電源設計人員來說很重要，但或許更重要的是，高電子遷移率使 GaN 晶體管的關斷時間大約只有硅 MOSFET 的四分之一。此外，在給定開關頻率和電流的情況下，每次開通閉合時，GaN 器件的功耗約為硅晶體管的 10% 至 30%。因此，與硅MOSFET、IGBT 或碳化硅 (SiC) 器件相比，GaN 高電子遷移率晶體管 (HEMT) 的驅動頻率更高（圖 1）。
圖1：與硅或 SiC 器件相比，GaN HEMT 可實現(xiàn)更高頻率開關模式電源。（圖片來源：Infineon）
基于兩個關鍵原因，GaN HEMT 的普及速度比較緩慢。首先，這種器件實質(zhì)上是耗盡型場效應晶體管 (FET)，即“常開”型。相反，硅 MOSFET 是增強型場效應晶體管，即“常閉”型。因此，GaN HEMT 必須額外設計經(jīng)仔細調(diào)校的偏置電路才能正常工作。其次，這種晶體管在制造工藝方面與硅所采用的成熟、大批量技術不同，這使它們更為昂貴。設計復雜且成本過高使 GaN HEMT 應用局限于高端 SMPS。
但最近，eGaN HEMT 已經(jīng)商業(yè)化，不再需要偏置電路。而且，芯片供應商已推出基于 eGaN HEMT 的集成式電源 IC 驅動器，簡化了設計。此外，生產(chǎn)水平的提高也降低了 eGaN 器件的成本。
集成式 GaN 解決方案
以前，在使用 eGaN HEMT 的高端SMPS 設計中，由于價格高昂，設計人員只能將這些器件用作功率晶體管，而柵極驅動器則還是使用硅 MOSFET。雖然與“全硅”設計相比實現(xiàn)了部分性能的提升，但組合設計中的硅元件仍然影響了最大開關頻率。此外，由于 GaN 和硅使用的工藝技術不同，柵極驅動器和功率晶體管必須作為單獨的元器件制造，因而增加了成本和印刷電路板尺寸。
eGaN 價格降低使芯片制造商能夠解決這兩個問題。例如，Texas Instruments 在其 LMG3411R070 的集成柵極驅動中集成了70 毫歐姆 (mΩ)、600 伏 eGaN 功率級（圖 2）。
圖2：Texas Instruments 的 LMG3411R070 在其驅動器中集成了一個 70 mΩ、600 V 的 eGaN 功率級。（圖片來源：Texas Instruments）
該芯片的壓擺率可達 100 伏/納秒 (ns) 且瞬時振蕩近乎為零（圖 3）。相比之下，傳統(tǒng)硅功率 MOSFET 的壓擺率典型值為 3 至10 V/ns。
圖3：TI 的 LMG3411R070 集成式 eGaN 功率級表明，相比 MOSFET，eGaN 功率晶體管可以在瞬時振蕩最小的情況下實現(xiàn)更高的壓擺率。（圖片來源：Texas Instruments）
Navitas Semiconductor 制造了類似產(chǎn)品 NV6113。該產(chǎn)品在 5 x 6 毫米 (mm) QFN封裝中集成了 300 mΩ、650 V 的 eGaN HEMT、柵極驅動器和相關邏輯電路。NV6113 的壓擺率可達 200 V/ns，工作頻率高達 2 兆赫茲 (MHz)。
TI 和 Navitas 的 GaN 功率級等器件可并行部署，用于常見的半橋拓撲結構（圖 4），同時還有一些產(chǎn)品在同一芯片上集成了兩個功率晶體管（及對應的柵極驅動器）。
圖4：如圖所示，Navitas 的 NV6113 可并行部署，用于半橋拓撲結構。（圖片來源：Navitas Semiconductor）
例如，EPC 最近推出了 EPC2115，這款集成驅動器 IC，包含兩個 88 mΩ、150 V 的單片式 eGaN 功率晶體管，各配一個優(yōu)化型柵極驅動器（圖 5）。EPC2115 采用低電感2.9 x 1.1 mm BGA 封裝，最高可在 7 MHz 下運行。
圖5：EPC 的 eGaN 集成驅動器 IC 包含兩個功率晶體管，各配有相應的優(yōu)化型柵極驅動器。（圖片來源：EPC）
一般情況下，使用 eGaN HEMT 設計電源與使用硅 MOSFET 設計遵循相同的原理，但是工作頻率更高會影響外設元器件的選擇。
外設元器件的選擇
為了說明頻率對元器件選擇的影響，請考慮為實現(xiàn)簡單的 DC-DC SMPS 降低電壓（“降壓”）拓撲，如何選擇輸入電容器。
輸入電容器可降低輸入電壓紋波幅度，進而抑制紋波電流，使其達到可由相對便宜的大容量電容器處理的水平，且不會產(chǎn)生過大的功率耗散。若要將大容量電容器的電流保持在可接受限值范圍內(nèi)，根據(jù)經(jīng)驗，最好是將峰-峰電壓紋波幅度降低到 75 毫伏(mV) 以下。輸入電容器通常是陶瓷器件，因為它們只需極小的等效串聯(lián)電阻 (ESR) 就能有效降低紋波電壓。
若要確定將峰-峰值電壓紋波幅度降低到既定幅度所需的陶瓷輸入電容器的電容值，可以使用公式 1：
其中：
CMIN 是所需陶瓷輸入電容器的最小電容（以微法(μF) 為單位）
fSW 是開關頻率（以 kHz 為單位）
VP(max) 是允許的最大峰-峰紋波電壓
IOUT 是穩(wěn)態(tài)輸出負載電流
dc 是占空比（如上所述）
（引自參考文獻 1）
對于高端硅功率級，使用一些工作典型值計算可得出：
VIN = 12 V
VOUT = 3.3 V
IOUT = 10 A
η = 93%
fSW = 300 kHz
dc = 0.296
VP(max) = 75 mV
求得 CMIN = 92 µF
對效率略有提高而其他工作條件類似的 eGaN 功率級（如工作頻率為 2 MHz 的 Navitas 器件）重復以上計算可得出：
VIN = 12 V
VOUT = 3.3 V
IOUT = 10 A
η = 95%
fSW = 2000 kHz
dc = 0.289
VP(max) = 75 mV
求得 CMIN = 13 µF
CMIN 減小，因而可以使用較小元器件
盡管 eGaN HEMT 的快速關斷通常很有優(yōu)勢，但也帶來了一些獨特的設計挑戰(zhàn)。其中最重要的就是造成過高的壓擺率。
控制壓擺率
較高的壓擺率 (dV/dt) 可能會引起以下問題：
增加開關損耗
輻射和傳導 EMI
在與開關節(jié)點耦合的電路中，對其他器件造成干擾
由于電源回路的電感和其他寄生元件，造成了開關節(jié)點的電壓過沖和瞬時振蕩
這些問題在啟動或硬開關條件下最為明顯。
使用 Navitas 產(chǎn)品時，一種簡單的解決方案是通過在 CVDD 電容器與 VDD 引腳之間添加電阻器來控制導通時的壓擺率（同樣見圖 4）。該電阻器 (RDD) 的大小決定了集成式柵極驅動器的導通電流和功率 FET 漏極的導通（下降）沿壓擺率（圖 6）。
圖6：RDD 電阻器的大小決定了 NV6113 導通電流和功率 FET 漏極的導通（下降）沿壓擺率。（圖片來源：Navitas Semiconductor）
只需將電阻器 (RDRV) 連接到功率晶體管源極，LMG3411 也支持壓擺率調(diào)節(jié)（同樣見圖 2）。選擇電阻器可將漏極電壓的壓擺率控制在大約 25 至 100 V/ns 之間。
壓擺率的選擇最終是一種權衡。開關速度更快，導致同時（且低效地）產(chǎn)生的大電流持續(xù)時間縮短，因此可降低功率損耗，但其他性能指標也隨之降低。根據(jù)經(jīng)驗，最好是在確保 EMI、過沖和瞬時振蕩在規(guī)定范圍內(nèi)的前提下，實現(xiàn)最快的開關速度。
第二個設計挑戰(zhàn)是因高頻工作引起過流事件的風險。
過流保護的重要性
設計具有更高開關頻率 SMPS 的關鍵優(yōu)勢是縮小無源元器件的尺寸，進而增大整體功率密度。但缺點在于在發(fā)生過流事件時，高功率密度會增大受損的可能性。過流事件是 SMPS 經(jīng)常存在的風險。此外，由于電源印刷電路板印制線的外部寄生電感，過高尖峰電流可能導致誤觸發(fā)。
雖然快速過流保護 (OCP) 對于使用傳統(tǒng)MOSFET 的 SMPS 來說很重要，但對于 eGaN HEMT 來說卻更為重要，因為：
在阻斷電壓和導通電阻相同的情況下，eGaN HEMT 的尺寸要小得多，因此在過流時就更難散熱；
eGaN HEMT 在線性區(qū)域內(nèi)工作時，就必須檢測出過流，否則器件會迅速進入飽和狀態(tài)，從而導致功率耗散過大和器件受損。
一種傳統(tǒng)的 OCP 方法是使用電流互感器、分流電阻器或去飽和檢測電路（如下表）。然而，這會增大電源回路的寄生電感和電阻，反而需要降低壓擺率，且導致功率耗散升高，從而對系統(tǒng)性能產(chǎn)生不利影響。此外，互感器或分流電阻器等分立器件會增加成本，占用電路板空間。
另一種 OCP 方法是使用電流檢測元件、電平位移器（將信號發(fā)送給控制器）和檢測電路來檢測 GaN FET 的漏源電壓 (VDS)。這種方法的優(yōu)勢在于不產(chǎn)生寄生電感和電阻，故不會影響電路性能，但精度不佳，主要是因為 GaN 的溫度系數(shù)較大。
第三種方法是選擇集成了 OCP 功能的集成式eGaN 功率級。這克服了上述兩種方法的缺點。TI 的LMG3411 就是一款具備此功能的產(chǎn)品。若檢測到過流，LMG3411 的保護電路可在 100 ns 內(nèi)關斷 eGaN HEMT。若下一個周期時，PWM 輸入恢復為低電平，則輸出故障信號便會清除。這樣，下一個周期時 eGaN HEMT就能正常導通，從而最大限度地減少輸出中斷。
表：GaN HEMT 功率級的 OCP 方法選擇匯總。對于不熟悉該技術的設計人員來說，選擇集成 OCP 的功率級是最簡單的解決方案。（圖片來源：Texas Instruments）
總結
隨著太陽能逆變器和服務器農(nóng)場等應用對高能量密度 SMPS 的需求不斷增長，加之每個器件成本的降低，eGaN HEMT 成為更多電源設計的有吸引力選擇。雖然使用 eGaN HEMT 進行設計可能非常棘手，但隨著集成了柵極驅動器和功率晶體管的 eGaN HEMT 功率級的推出，SMPS 設計人員能更輕松地將該技術融入下一個高功率密度設計之中。
— 參考文獻 —
1.“Input and Output Capacitor Selection,” Jason Arrigo, Texas Instruments, application report SLTA055, February 2006.
來源：得捷電子DigiKey 作者：Steven Keeping
