【導讀】本文舉例說明用于汽車收音機和娛樂系統供電的8V中等電壓開關電源。此設計可以接受任何汽車工作條件下的輸入電壓范圍(包括冷啟動、拋負載等)，保證穩定的8V輸出，為常見的娛樂設施子系統(如CD驅動器、LCD顯示器和收音機模塊)供電。為了避免干擾AM/FM頻段，開關電源工作在2MHz開關頻率，非常適合車載應用。
簡介
隨著汽車啟停技術(空閑狀態自動關閉引擎)應用的普及，越來越多的車載系統要求能夠工作在較低的輸入電壓，低壓輸入往往發生在熱啟動(電池電壓低于6V)或冷啟動(電池電壓低于3V)條件下。圖1介紹了常見的汽車系統供電架構方案。
在一些主電源為3.3V的供電系統中，前端采用低壓差的buck轉換器即可滿足要求(CASE 1)。需要時，可以選擇一路boost轉換器將3.3V升壓到5V (例如為CAN總線收發器供電)或更高電壓(CASE2)。有些系統采用5V或更高電壓供電，此時需要在前端進行“預升壓”，保證buck的輸入電壓不會低于指定電壓(CASE 3)，本設計適用于后者。
圖1. 汽車電源方案。
汽車設計中，低電磁輻射也是一項重要的考核指標，特別是在敏感的AM頻段。本設計中，電源的開關工作頻率遠高于AM頻段(例如：開關頻率在1.71MHz以上，位于MW頻段的高端)，進而解決了干擾問題。較高的開關頻率也有助于減少系統尺寸，降低外圍元件的成本。
圖2是開關電源的原理圖，MAX15005升壓控制器與MAX16952降壓控制器相組合，配合外圍電路提供合理的車載系統供電方案。兩款IC均同步到控處理器或專用IC提供的外部2MHz時鐘，便于優化電源的開關頻率。電池正常供電的條件下，MAX15005不工作，通過MAX16952提供穩定的8V OUTB電壓。冷啟動時，由于電池電壓降低，則通過MAX15005提升節點OUTA的電壓，確保MAX16952提供穩定的8V OUTB電壓。兩款IC的高可靠性，可以滿足汽車環境中高達40V的拋負載。該方案已經通過測試，在OUTB節點提供高達20W的輸出功率(8V@2.5A)。更換外圍電路，可以獲得更高的輸出功率。
圖2. 開關電源原理圖。
MAX16952的外圍元件
輸出電壓和開關頻率
為了在OUTB端獲得穩定的8V輸出，需要合理選擇反饋分壓電阻(R22和R21)。選擇R22 = 51KΩ (MAX16952數據資料推薦低邊電阻R22 < 100kΩ)，R21根據下式計算：
(式1)式中，VFB = 1V (典型值)。
選擇標準阻值R22 = 360kΩ ，典型輸出電壓為：
(式2)假設阻值誤差為1%，最小和最大OUTB輸出電壓為：
(式3)
(式4)其中，VFB(MIN) = 0.985V，VFB(MAX) = 1.015V。
按照規格書推薦，外部時鐘頻率必須高于MAX16952內部時鐘頻率的1.1倍。由于我們采用2MHz外部時鐘同步MAX16952的開關頻率，須合理選擇內部振蕩器阻抗R16，控制內部開關頻率<1.8MHz。本設計中，R16選擇為30kΩ。為確保MAX16952開關頻率固定在2MHz，必須避免發生電壓跌落。MAX16952只有在關斷時間(tOFF)>100ns (典型值)時，才可避免電壓跌落的情況，這意味著系統不能超出最大占空比：
(式5)考慮到降壓轉換器的效率為90%，保證工作在2MHz固定開關頻率的最小輸入電壓(OUTA)是：
(式6)這意味著OUTA電壓不能低于11.11V閾值。為保證OUTA電壓始終高于11.11V，當電池電壓(IN節點)低于11.5V時，需要開啟MAX15005工作(考慮到L1、D2肖特基二極管的壓降，留出大約390mV的裕量)。
達到40V拋負載峰值電壓時，OUTA達到其高壓點，MAX16952必須將輸出電壓穩定在8V。因此，發生拋負載期間，MAX16952占空比為：
(式7)MAX16952的最小開啟時間(tON)為80ns，因此最小占空比(2MHz開關頻率下)為：
(式8)0.16最小占空比可確保拋負載條件下(輸入電壓高達40V時)提供穩定的8V輸出。
電感和電流檢測
圖3. MAX16952電感電流。
使用大電感可以降低電感電流峰值，提高降壓轉換器的效率；但也占用更大的電路板(PCB)面積，降低負載調整率。一種可以接受的折中方法是選擇適當的電感值，使LIR (電感AC電流峰-峰值與DC平均電流的比值) ≤ 0.3?；趫D3，利用下式計算：
(式9)
(式10)
(式11)根據以上方程組，可以得到電感計算公式：
(式12)由此，常規條件下(OUTA = 12V)滿足LIR ≤ 0.3的最小電感值為：
(式13)選擇標準電感L2 = 2.2µH，LIR = 0.24，電感峰值電流為：
(式14)當測流電阻R20的電壓達到68mV (最小值)時，達到電流上限。為了留出一定裕量，選擇檢流電阻時，應使電感電流達到峰值(IPEAK)時，檢流電阻的壓降是電流門限的60%：
(式15)R20選擇為15mΩ標準電阻。
MAX15005的外圍元件
UVLO閾值
選擇MAX15005升壓轉換器外圍元件的第一步是確定UVLO閾值，通過選擇輸入IN、ON/OFF、GND之間的分壓電阻設定欠壓門限。本設計當輸入電壓< 5V時，關閉MAX15005，假設冷啟動期間能夠保持在較高電壓。選擇R5 = 100kΩ，利用下式計算R4：
(式16)R4選擇為300kΩ標準電阻。
過壓輸入(OVI)
按照前面有關MAX16952的討論，OUTA不能低于11.11V，以保持MAX16952的最小壓差要求?？紤]到該電壓閾值，以及L1、D2產生的壓降，MAX1005必須在輸入電壓低于11.5V時開啟。而為了優化效率，正常輸入電壓(IN=12V)下，MAX15005必須關閉。
為了達到這一目的，利用IN、OVI、GND引腳之間的分壓電阻設置過壓門限，正確開啟或關閉MAX15005。MAX15005在OVI引腳電壓超過1.228V閾值時關閉，OVI引腳電壓比1.228V閾值電壓低125mV時，再次開啟。選擇低邊電阻R2 = 20kΩ，考慮到在輸入電壓高于11.6V時MAX15005關斷，按照下式選擇R1：
(式17)選擇R1為170kΩ標準電阻，則當主電源超出11.67V時關斷MAX15005，相對于常規電壓12V，預留330mV的裕量。考慮到OVI比較器的滯回，可以按照下式估算電壓下限，即當主電源電壓下降到下式決定的數值時開啟MAX15005：
(式18)由此可見，比較器的滯回過大，需要將主電源的電壓跌落門限調整到至少11.5V。可以在OVI引腳與SS引腳之間增加一個串聯電阻R3和肖特基二極管D1。當關斷MAX15005時，SS引腳在內部接地，使得R3與R2并聯，從而減小滯回。選擇R3 = 180kΩ，忽略二極管壓降，則可得到新的電壓跌落閾值：
(式19)按照這一配置，可以得到所要求的開啟/關閉MAX15005的輸入電壓閾值。另一方法可以使用外部比較器監測主電壓，用其直接驅動OVI引腳。
輸出電壓
圖4. MAX15005電感電流。
為了維持2MHz的開關頻率，須注意tON最小值為170ns (參見MAX15005數據資料)。最小tON對應于34%的最小占空比(2MHz開關頻率下)，這限制了MAX15005的最小穩壓輸出。估算電壓閾值時，有必要考慮boost穩壓器的占空比公式：
(式20)當輸入電壓VIN達到最大值11.67V時，對應于最小占空比，且MAX15005保持工作。按照之前的公式可以估算MAX15005的最小穩壓輸出：
(式21)計算考慮了最小占空比、最大輸入電壓條件，假設D2壓降為0.3V，忽略NMOS管N1上的壓降。由此，MAX15005必須將輸出電壓穩定在17.38V以上，以保證任何條件下維持2MHz的開關頻率。
選擇低邊反饋電阻R13 = 10kΩ，計算高邊反饋電阻R14：
(式22)其中，VFB(MIN) = 1.215V。
最后，選擇R14 = 137kΩ (1%誤差)，MAX15005最小穩壓輸出為：
(式23)可確保MAX15005始終工作在2MHz開關頻率。
假設MAX16952的輸出功率為20W (8V，2.5A)、效率為90%，MAX15005的輸出功率必須在至少22.3W?？紤]到17.53V的穩壓輸出，MAX15005的平均輸出電流為1.27A。如果MAX15005輸出電壓設置在更高值，則會降低輸出電流。D2可以選用低成本的肖特基二極管，輸出電容C7必須能夠支持MAX15005的穩壓輸出。
同步和最大占空比
為了保證MAX15005開關頻率的外同步，外部時鐘頻率必須比內部振蕩頻率高出至少102%。選擇R6 = 7kΩ、C4 = 100pF，MAX15005內部振蕩頻率約為1MHz，外部同步時鐘頻率為2MHz。
當SYNC輸入檢測到同步信號的上升沿時，C4通過內部1.33mA (典型值)電流源放電。該電容(RTCT引腳)電壓達到500mV時，C4通過R6充電(R6連接在VREG5引腳)，直到檢測到下一個同步信號的上升沿。放電時間(TDISCHARGE)決定了穩壓器的最小關斷時間tOFF。如果時間小于160ms，則將最小tOFF鉗制在160ns。實際上，假設充電時間(TCHARGE)為340ns (TP = 500ns)，RTCT電壓升至：
(式24)考慮到放電電流為615µA¹，在RTCT引腳增加的放電時間為：
(式25)最小tOFF = 160ns對應的最大占空比為68%。當最大占空比受限制時(輸入電壓較低，這里為5V)，根據boost占空比公式(式20)，MAX15005在OUTA端能夠提供的最大穩定電壓是：
(式26)此電壓確保MAX16952在超出電壓跌落條件限制時仍可正常工作。
電感選擇
合理選擇電感值，以滿足boost轉換器的最小輸出電流要求。為保證穩壓器始終工作在連續模式，最小電感值為：
(式27)此設計中，最差工作條件發生在VIN的最大輸入電壓(11.67V)下，對應占空比為37%。
配合8V、最小輸出電流為1A、效率為90%的buck轉換器工作時，boost轉換器的最小輸出功率為9.44W，對應的最小輸出電流IOUTA(MIN)為538mA。綜合這些因素，根據前面的公式計算得到1.32µH電感值。此設計中選擇L1 = 2.2µH。
電流檢測
MAX15005在檢流電阻的電壓達到305mV時觸發電流限制。因此，為了合理選擇檢流電阻，需首先計算boost電感的峰值電流：
(式28)輸入電壓處于最小值時達到電感峰值電流，本應用中最小輸入為5V，最大占空比為68%。按照之前的計算，boost輸出電壓(OUTA引腳)為15.23V，需要1.46A的IOUTA以支持MAX16952的功率需求。最惡劣的工作情況對應于電感電流峰值達到4.95A時，留出適當的裕量，選擇檢流電阻使得電感電流達到峰值時，壓降為200mV：
(式29)選擇：R10 = 40MΩ。
實驗室測試
冷啟動測試
在實驗室進行冷啟動測試，在10ms內將主電源輸入(IN)從12V降到7V。如曲線圖1所示，當輸入電壓降低時，MAX15005開始將OUTA充電至17.5V，以保證OUTB輸出8V。另外，當輸入電壓恢復到正常電壓時，MAX15005停止工作，OUTA輸出電壓降到正常的IN輸入水平，在D2和L1上有較小壓降。每次測試都基于2.5A的OUTB輸出。
曲線圖1
曲線圖2和曲線圖3分別描述了冷啟動下降和上升階段的狀況。
曲線圖2
曲線圖3
頻域分析
基于示波器的FFT分析工具，冷啟動下MAX16952開關節點LX_BUCK引腳的電壓頻譜如曲線圖4 (IN電壓下降階段)和曲線圖5 (IN電壓電壓上升階段)。注意到頻譜中包括2MHz頻率，相關諧波為直流分量。沒有低于2MHz的交流分量，避免對AM頻帶產生干擾。
曲線圖4
曲線圖5
對MAX15005開關節點LX_BOOST進行同樣測試，用彩色表示2MHz頻率、諧波和直流分量，在AM頻帶具有極低噪聲。
曲線圖6
曲線圖7
電路優化
為了優化效率，可以在MAX15005不工作時旁路D2肖特基二極管。當主電源處于正常電壓范圍時，利用一個N-MOSFET旁路D2。為降低電磁干擾，可以增加電阻(R8、R17、R18和R19)來降低在MOSFET柵極電壓的擺率，當然，這會增大功耗，需要折中考慮。為了濾除MAX15005檢測電流的毛刺，增加由C6和R9組成的RC濾波器。也可以通過增加R7電阻—來降低MAX15005電流門限閾值，以降低檢流電阻R10的功耗。
本文來源于Maxim。
本文來源于Maxim。
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