引言
直流穩壓電源是現代電力電子系統中的重要組成部分，好的直流電源系統是高質量現代電子系統的重要保證。開關電源本身種類繁多，設計方法也復雜多樣，因此研究一種簡潔的方法去快速設計出所需要的通用型高效率，低廉價格的開關電源是很有必要的。
1 開關電源工作原理
開關直流穩壓電源是基于方波電壓的平均值與其占空比成正比以及電感、電容電路的積分特性而形成的。其基本工作原理是，先對輸入交流電壓整流，從而形成脈動直流電壓，經過DC-DC 變換電路變壓，再通過斬波電路形成了不同脈沖寬度的高頻交流電，然后對其整流濾波輸出需要電壓電流波形。如果輸出電壓波形偏離所需值，便有電流或電壓采樣電路進行取樣反饋，經過與比較電路的電壓值進行參數比較，把差值信號放大，從而控制開關電路的脈沖頻率f 和占空比D,以此來控制輸出端的導通狀態。因此，輸出端便可以得到所需的電壓電流值。
如圖1, 將開關電源模塊劃分為以下幾個部分。
根據電力系統的實際需要，通過對各個部分進行分析，便可以設計出相應的開關電源產品。
圖1 開關電源原理框圖。
2 TopswitchⅡ簡介
TOPSwitch ??是POWER 公司生產的高集成的用于開關電源的專用芯片。它將功率開關管與其控制電路集成于一個芯片內，并具有自動復位，過熱保護與過流保護等功能，其功能原理圖如圖2 所示。當系統上電時，D 引腳變為高電位，內部電流源開始工作且片內開關在0 位，TOPSwitch 給并接在C 引腳的電容C5（見圖2） 充電。當C5 端電壓達到5.7 V 后，自動重起電路關閉，片內開關跳到1 位。C5 一方面提供TOPSwitch 內部控制電路的電源，使誤差放大器開始工作，另一方面提供一反饋電流以控制開關管的占空比。MOSFET 開關管的驅動信號由內部振蕩電路、保護電路和誤差放大電路共同產生。C5 兩端的電壓愈高，MOSFET 開關管驅動脈沖的占空比愈小。
3 TOPSwitch 芯片的選型
在設計開關電源時，首先就要面臨如何選擇合適的開關電源控制芯片。在選擇芯片的時候，要既能滿足要求，又不因為選型造成資源的浪費。下面就介紹利用TopswitchⅡ系列開關電源的功率損耗（ PD ） 與電源效率（η），輸出功率（ Po ） 關系曲線，快速選擇芯片的型號，從而完成寬范圍輸入的通用開關電源的設計。
圖2 TOPSwitch芯片內部原理圖
3.1 PD,η， Po 關系曲線
寬范圍輸入的交流電壓為85~ 265 V, 在這種條件下，TOP221~ TOP227 系列單片開關電源的P D,η，Po 關系曲線如下，見圖3、圖4。
圖3 寬范圍輸入且輸出為5 V 時PD ,η， Po 關系曲線。
圖4 寬范圍輸入且輸出為12 V 時PD,η， Po 關系曲線。
注意，這里假定交流輸入電壓最小值umin= 85 V,最高輸入電壓umax = 265 V.途中的橫坐標代表輸出功率，而15 條虛線均為芯片功耗的等值線。
首先確定適用的曲線圖，例如，當u= 85~ 265 V,Uo= + 5 V 時，應該選擇圖3; 當u= 220 V（ 即230 V-230 V× 4.3% ），Uo= + 12 V 時，就應該選擇圖4; 然后在橫坐標上找出欲設計的功率輸出點P o ; 從輸出功率點垂直向上移動，知道選中合適芯片所指的那條曲線。如果不適用，可以繼續向上查找另一條實線； 然后從等值線（ 虛線） 上讀出芯片的功耗PD,進而還可以求出芯片的結溫（ Tj ） 以確定散熱片的大小。
例如，設計輸出5 V, 30 W 的通用開關電源時，就要選擇圖3.因為通用開關電源輸入交流電壓范圍85~ 265 V.首先從橫坐標上找到Po = 30 W 的輸出功率點，然后垂直上移，與T OP224 的實線相交于一點，由縱坐標上查出該點的η= 71.2%,最后從經過這點的那條等值線上，查得PD = 2.5 W.這表明，選擇TOP224 就能輸出30 W 功率，并且預期的電源效率為71.2%,芯片功耗為2.5 W.如果覺得指標效率偏低，還可以繼續往上查TOP225 的實線。同理，選擇TOP225 也能輸出30 W 的功率，而預期的電源效率可以提高到75%,芯片功耗可以降低1.7 W.然后根據所得到的PD 值，還可以進而完成散熱片設計。
3.2 等效輸出功率的修正
PD ,η， Po 關系曲線均對交流輸入電壓的最小值進行了限制，umin = 85 V.如果交流輸入電壓最小值不符合上述的要求，就會直接影響芯片的正確選擇。此時必須從實際的交流輸入電壓u? min最小值對應的功率P''o 折算成umin為規定值時的等效功率Po,才能使用上面的圖。功率修正的方法如下： 選擇使用的特性曲線，然后根據已知的u''min值查出折算系數K;將P ''o折算成umin為規定值時的等效功率Po,表達公式P o=P''o / K;然后從圖3、圖4 中選用適當的關系曲線。
圖5 寬范圍輸入時K 與u''min 的關系。
例如設計12 V, 35 W 的通用開關電源，已知umin= 90% × 115 V = 103.5 V.從圖5中查出K =1.15.將P ''o = 3.5 W, K = 1.15帶入P o= P ''o / K 中，計算出Po= 30.4 W; 再根據Po 的值，從圖4 中查出選擇的最佳型號是T OP224 芯片，此時η = 81.6%,PD= 2 W.如果選擇了T OP223, 則η 降到73.5%,PD 增加到5 W, 顯然不合適。如果選擇T OP225 型，就會造成資源浪費，因為它比TOP224 的價格要高一些，而且適合輸出40~ 60 W 的更大的功率。
4 主要元件參數計算
4.1 變壓器變比的設計
開關變壓器的變比與開關變換電路的具體形式有關，正激、半橋變換電路中開關變壓器的變比公式為：
式中，Uin,Uout分別為開關變壓器的輸入和輸出電壓；Nin,Nout 分別為開關變壓器初級和次級線圈的匝數。
當輸入電壓最低時，實際設計時應該按最低輸入電壓代入計算。
推挽電路的輸出電壓與輸入電壓之間的關系公式為：
Uout= 2DUin/n
因此得到關系式：n= 2D Uin / Uout= N 1 / N 2.
輸入電壓最低時，占空比D 值最大，這時候仍然能保持設計要求的輸出電壓，所以上式的D 應取最大值，Uin取最小值。
4.2 輸入濾波電容的選擇
輸入濾波電容器C 的容量與電源效率，輸出功率密切相關，對于寬范圍輸入的開關電源，C 的容量取μF 為單位時，可按比例系數3μF/ W 來選取。例如當Po= 30 W 時，C= （ 3μF/W）×30 W= 90μF, 以此類推。在固定輸入時，比例系數變成1μF/W, 上例中的C 就變成30μF.在設計開關電源時還要注意C 的容量誤差要盡量小，以免影響開關電源的性能。當C 的容量過小時，會降低TopswitchⅡ的可用功率。如果把30μF 改成20μF, 則輸出功率會降低15 %; 當C< 20μF 時，會造成可用功率的明顯下降。
另外，C 容量的大小還決定直流高壓Ui 的數值，圖3、圖4 實際上是在Ui= 105 V 的情況下繪制的，這個充分體現了C 對Ui 的影響。
4.3 開關管保護電路
在開關芯片的漏極D 側可以利用VDZ 和VD 兩個二極管對高頻變壓器的漏感產生的尖峰電壓進行箝位，可保護μ的D-S 極間不被擊穿。例如VDZ 可以選用瞬態電壓抑制器P6K200, 其反向擊穿電壓為200 V.VD 采用反向耐壓為600 V 的UF4005 型超快恢復二極管，亦稱阻塞二極管。
5 應用電路及其仿真
圖6給出了由TOPSwitch 構成的反激式電源的原理圖。其工作過程如下： 輸入交流電經整流橋BR1 整流后再經電容C1 濾波，變為脈動的直流電。
反激式變壓器與TOPSwitch 將存儲于電容C1 的能量傳遞給負載。當TOPswitch 開關管導通時，電容C1兩端的電壓加到反激變壓器的原邊，流過原邊繞組的電流線性增加（ 如若在MOSFET 開關管導通的瞬間變壓器副邊電流不為零，則由于副邊感應電勢反向，二極管D2 截止，副邊電流變為零，然而磁芯內的能量不能突變，故原邊電流躍變為副邊電流的1/ K,K 為變壓器變比），變壓器儲存能量； 當MOSFET 開關管關斷時，電感原邊電流由于沒有回路（ 此時，穩壓管VR1的擊穿電壓因高于原變壓器的感應電勢而截止） 而突變為零，變壓器通過副邊續流，副邊電流為TOPswitch 開關管關斷時原邊電流的K 倍，副邊繞組通過二極管D2 對電容C2 充電，此后，流過變壓器副邊的電流線性下降。二極管D1 與穩壓管VR1 并接于變壓器的原邊以吸收由于變壓器原邊的漏感而產生的高壓毛刺。電阻R1、穩壓管V R2、光耦U2 與電容C5 構成了電壓反饋電路以保證輸出電壓穩定。電阻R2 與VR2 構成一假負載，以保證當電源空載或輕載時輸出電壓穩定。電感L1 與電容C3 構成LC 濾波器以防止輸出電壓脈動過大。二極管D3 與電容C4 構成一整流電路以提供光耦U2 光電三極管的偏置電壓。電感L2 、電容C6 和C7 用于降低系統的電磁干擾（ EMI） .
圖6 反激式電源的應用原理圖。
圖7分別給出了輸入電壓220 V （ 交流），輸出功率為40 W; 輸入電壓85 V （ 交流），輸出功率為24 W和輸入電壓85 V（ 交流），輸出功率為40 W 時的輸出電壓波形。
圖7 不同電壓輸入條件下的電壓仿真輸出波形
6 結論
理論設計和仿真結果表明，基于topswitch 芯片設計的開關電源，輸出波形較為穩定，而且電磁兼容性好，抗干擾能力強，適合小功率開關電源的設計制造。
