- 電路的延時電路
- 電路的振蕩器頻率
- 電路的補償網絡與反饋
- 電路的驅動與整流
- 電路的過流與過壓保護
隨著電源技術的不斷發展和成熟，開關電源作為一種體積小、重量輕、高頻、高效率的電力變換裝置，被廣泛用于各個領域。雷達顯示器作為雷達系統的“眼睛”要求起其具有高可靠性，而其電源的可靠性則要求更高。
下面是某型雷達顯示器對高壓電源的技術要求：
（1）輸入電壓：400 Hz／220 V±10％
（2）輸出電壓：＋4 500 V －1 600 V
（3）輸出電流：＋4 500 V／1 mA－1 600V／1mA
（4）負載穩定度：≤10－3
（5）電壓穩定度：≤5×10－3
（6）輸出電壓紋波：≤1×10－3
（7）MTBF：≥5 000 h
（8）延時時間：≥20 s
1 概 述
為了達到上述要求，本變換器采用了雙端輸出式脈沖寬度調制器SG1524，他的功能較全、使用靈活、價格便宜。
整個電路由圖1所示的幾個部分組成，輸入電壓經過全橋整流濾波后送給VICOR模塊(VI-J63CZ)進行DC/DC 變換，輸出為直流24 V電壓，再經78LM15穩壓到15 V后直接為SG1524供電。SG1524的11腳輸出脈沖經V11放大T1隔離后，再經V21功率放大，脈 沖變壓器升壓后再經整流濾波輸出高壓。
2 電路設計
（1）延時電路
由于顯示器示波管的燈絲需要20 s的預熱時間，故需設置一個延時電路，以延緩給示波管陽極上加高壓，由于SG1524內部設置了一個完全獨立控制關閉的電路，通過控制其10端的電位即可控制整個脈寬調制器的輸出。如圖2所示。
加電→R32，R33分壓→經R2給C2充電→V5導通→SG1524的10腳電位降低→SG1524工作，輸出脈沖。
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（2）振蕩器頻率
SG1524的振蕩器頻率fosc由外接元件R6，R4決定，即fosc＝1／R6C4，式中R6的單位為Ω，C4的單位為μF，電容C4的充電電流I＝3．6 V／RT，電容C4的容量大小直接影響振蕩器的輸出脈沖寬度，故C4不能取得太小，若振蕩器的輸出脈沖寬度小于0．5μs，則不能保證每一個脈沖都能觸發翻轉，為了保證觸發器工作可靠，C4的容量一般在0．001μF～0．1。
（3）補償網絡
管腳9為補償端，此處接上P-C補償網 絡給電路引入一個0點來抵消電路輸出濾波器中的極點，從而消除掉電路寄生振蕩。此處R-C補償網絡采用56 kΩ的電位器和0．001μF電容組成。
（4）反饋
SG1524的基準電源Vref（5 V）通過電阻R7，R5分壓，分出。1／2 Vref＝25 V加于誤差放大器EA的同相輸入端腳2。
高壓經R30，R31分壓濾波送至場效應管V17，經V17電壓放大后，再經射隨器輸出，送至SG1524的1端。假設電源電壓降低或負載電阻變小引起輸出電壓降低時，則反饋到SG1524內的誤差放大器反相輸入端1的電壓將減小，誤差放大器輸出電壓將增加，從而使加到脈寬調制比較器反相輸入端電壓增大，輸出晶體管的導通時間變大，故功率晶體管導通時間也變長，占空比Q變大，從而使輸出電壓Vo能回到原來的穩定值。反饋電路如圖3所示。
（5）驅動與整流
經過T1的隔離，通過調整電阻R13使輸入V21的脈沖寬度變化從而達到調壓的目的。其中加速電容C5、電阻R13按V21的穩態驅動電流確定。
驅動與整流電路如圖4所示。
能量回授線圈（消磁線圈）將變壓器多余的能量通過整流二極管V24（2CK29）回授到電源中去可提高效率。由于晶體管V21關斷過程是開關管最易損壞的時間，因此采取的措施為在晶體管關斷，集電極電壓上升的同時，需較快的減少集電極電流。
圖4中使用RC緩沖器接在晶體管的CE兩端時，在關斷晶體管時以減少晶體管集電極電流，其工作原理是當晶體管關斷時，電容C10通過二極管V22被充電到Vc－1．4，這樣集電極電流有了分路，集電極電流能較快地減少。當晶體管V21導通時，C10通過電阻R23和晶體管V21放電。對于參數的選擇可按經驗公式求得：
其中：Ic為最大的集電極電流（A）；Vce為最大的集電極－發射極電壓（V）；Tf為最大的集電極電壓上升時間（μs）；Tr為最大的集電極電流下降時間（μs）；
注：計算的電阻值，必須限制放電電流Idis（Idis＝Ic×1／4）。
（6）過流與過壓保護
當負載過流時，經脈沖變壓器次級耦合，其初級也過流，流過R24的壓降增大，光耦PHT導通，SG1524的10腳電壓被抬高，SG1524關閉，無輸出電壓，從而保護電源。
當負載過壓時，反饋到SG1524的1腳電壓流經發光二極管V6，使SG1524的10腳電壓被抬高，SG1524關閉，無輸出電壓，從而保護電源。
3 結 語
隨著這種電源應用量的不斷增加，證明其具有較高的工作效率和良好的可靠性，完全滿足雷達系統對各分機設計要求。
