【導讀】LED憑借著它使用壽命長、功效出色以及環保特性，得到廣泛的應用。但是也使得LED照明的要求更高，為了達到高要求的照明要求，通常會用一個集成PFC的單級反激式轉換器，和各種反激式拓撲電路。簡化了電路，也降低了成本，那么到底它們是如何來校正功率因素的呢？且看下文。
作為一種固態光源，發光二級管(LED)具備使用壽命長、功效出色以及環保特性，因此得到了廣泛應用。目前，LED正在取代現有的照明光源，如白熾燈、熒光燈和HID燈等。若要點亮LED，需要用恒定電流進行操作，而且必須具有高功率因數。除了適用于固態照明的最新EnergyStar®指令要求功率超過3 W的照明光源具有大于0.9的功率因數，鎮流器輸入線路電流諧波還需要滿足IEC61000-3-2 C類規范的要求。
為了達到這些LED照明應用要求，通常會在低功率(<25 W) LED照明應用中使用一個集成PFC的單級反激式轉換器。此外，在各種反激式拓撲電路中，初級端調節(PSR)反激式電路是最為經濟高效的解決方案。通過使用具有初級端調節（PSR）的單級拓撲，LED照明電路板無需輸入電解電容和反饋電路，可用極少的外部元件來完成，從而將成本降至最低。圖1所示為單級PSR反激式LED驅動器電路。
圖 1： 具有高功率因數的單級PSR反激式LED驅動器
對于初級端調節，通常優先使用非連續導通工作模式(DCM)，因為它能提供極為精確的輸出調節[1]。為了實現高功率因數和低總諧波失真(THD)，通常會在開關頻率固定的DCM反激式轉換器中采用恒定導通時間控制。圖2所示為初級端開關電流、次級端二極管電流和MOSFET開關柵極信號的典型理論波形。
圖 2： DCM反激式PFC轉換器的時序和輸入電流
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在導通時間恒定的條件下，平均輸入電流如下式所示：
為次級二極管導通時變壓器初級端的反射電壓。
為了確保反激式轉換器在DCM模式下以單位功率因數工作并具備低THD性能，通常使用匝數比相對較小的變壓器。這類反激式變壓器會導致較小的開關占空比，使流過MOSFET開關和變壓器的峰值以及RMS電流變大，從而造成更多功耗損失。由于峰值開關電流較高，因此需要用到相對較大的EMI濾波器。
具有臨界導通工作模式(BCM)的反激式轉換器具有零電壓導通特性，可最大程度降低開關損耗，因此常用作單級PFC轉換器。具有BCM工作模式的單級PFC反激式轉換器工作原理詳見“參考資料”[2]。與DCM工作模式不同，BCM反激式方法由恒定導通時間和可變開關頻率控制。用于PFC的BCM反激式方法適用于需要相對較高PF但總體諧波失真(THD)并不低于10%的很多應用。下面的圖3顯示了其初級端開關電流、次級端二極管電流和MOSFET柵極開關信號的理論波形。
圖3： BCM反激式PFC轉換器的時序和輸入電流
如“參考資料”[2]中的詳細介紹，平均輸入電流表述如下：
很遺憾，上文輸入電流等式中的分母使得電流波形呈現出明顯的非正弦形態，除非比率 非常小。下面的圖4顯示了BCM反激式拓撲的輸入電流波形，其中RVR為參數[2]。對輸入電流波形的諧波分析表明，若RVR為2，則很難獲得低于10%的THD。
圖4： 以RVR作為參數的BCM反激式拓撲輸入電流波形
在開關的關斷期間，開關上的最大電壓等于峰值輸入電壓加上反射電壓VR。因此，由于MOSFET開關的額定電壓限制，RVR的可能值范圍僅為1（美國標準輸入電壓）和2至3（歐洲標準輸入電壓）。對于采用通用輸入電壓的照明應用而言，為了達到相對較低的THD，必須使用800 V甚至1000 V MOSFET，以使RVR比率盡可能低。它的開關頻率也有可能變得非常高，尤其是在高輸入交流電壓的LED調光應用中。
仔細回顧上述表達式可得出以下結論：
1. 無需作為參考用于MOSFET峰值漏極電流的輸入電壓。如果導通時間在半周期間是恒定的，則峰值漏極電流將會隨著輸入電壓的變化而變化。
2. 輸入電流波形不理想的主要原因是可變頻率，更確切地說是可變占空比。在漏極電流波形相同的情況下，如果占空比在半周期間保持恒定，則輸入電流將會是正弦曲線。
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