【導讀】上橋臂電流檢測通常采用支持擴展共模電壓的專用器件，但是專用器件也有自身的限制，例如，當共模電壓高于100V時，專用運放還能精確地測量電流嗎？傳統5V運放似乎完全不適用這種測量。但是，在增加幾個外部器件后，我們將會發現，低壓運放完全可以精確地測量上橋臂電流，而且沒有任何共模電壓限制。
電路示意圖及原理簡介
本文所討論的應用設計是測量150V工業電機控制器的電流。如圖1所示，為能夠精確地測量很小的電流值，我們使用了一個分流器配合一個高精度5V運放。
圖1：典型應用
難道150V輸入電壓不會燒毀運放嗎？如果V1電壓是用于給第一級運放OP_A提供正電壓(Vcc_H)，就不會發生這種情況。
如果連接一個擊穿電壓為4.7V的齊納二極管，則會為第一級運放OP_A生成負電壓 (Vcc_L)。這樣，OP_A的電源電壓是4.7V，是Vcc_L=145.3V與 Vcc_H=150V的差值。
電阻Rz為齊納二極管提供偏置電流(~5mA)，并為運放的偏置電流提供回路(~40µA)。
Vsense是電流經過電阻Rsense時產生的電壓，被電阻R1、R2、R3和R4放大。
P-MOSFET(BSP2220)輸出高精度電流，與流經Rsense的電流成正比；該電流經過R4電阻時生成對地電壓Vo，與上橋臂電流成正比。第一級的輸出電壓可由下面的方程式1得出:
Vo=VsenseR1R4R3.(R1+R2+R3) (1)
第二級運放OP_B用于抑制Vo電壓。在加裝電阻R5后，當啟動階段有大電流經過輸入引腳時，可以保護OP_B的內部ESD二極管。
電機控制電路消耗的最大電流是100A。因此，使用一個100µΩ分流器時，Vsense最大值為10mV。最大輸出電壓取決于Vsense電壓和R4上的最終輸出電流。因為由微控制器的ADC來處理，所以最大輸出電壓Vo必須高于3.3V。
為確保系統正常工作，必須仔細選擇這些器件參數。為了使OP_A輸出不飽和，在選擇參數時必須保證|Vgs|電壓值很小。
因為Ids保持低電流有助于實現這個目標，所以我們選擇一個高電阻的R4。
為避免運放輸出飽和，第一級運放OP_A的增益由R2/R1比確定，不應該過高。
在選擇器件參數時，我們不得不折衷考慮，必須遵守方程式2:
|Vgs max?|<Vzener-R3.R1+R2R4.R1+R2+R3.Vo_max (2)
·其中Vgmax是使電流Idmax=Vo_maxR4 進入晶體管所需的Vgs電壓，且
·Vzener=Vcc_H - Vcc_L
現在我們看一下這個系統的精度問題。導致放大器精度差的主要原因是電阻不匹配和失調電壓。
誤差分析
電阻不匹配對測量精度的影響
假設所用電阻完美匹配，通過方程式1可以得出輸出電壓。不幸地是，實際情況并不是這樣，因為電阻本身也有自己的精度。
用下面的公式可以得出因電阻不匹配而造成的增益誤差：
V0=Isense*RshuntR1.R4R3.R1+R2+R3.[1+2R1+4R2+2R3R1+R2+R3.+ (3)
·其中 是電阻的精度，εRshunt是分流器的精度。
從方程式3不難看出，R2電阻對誤差的影響最大，所以該電阻器必須選擇阻值盡可能小(10kΩ)的電阻。注意，R1和R3的阻值之和應該高且均衡，只有這樣才能取得理想增益，因為理論上R1阻值小能夠抑制噪聲。
Vio對精度的影響
輸入失調電壓是必須考慮另一個誤差，在上面的應用中，我們選擇了一個斬波放大器TSZ121，因為這款產品的Vio電壓極低，在工作溫度范圍內僅8µV。特別是測量特別小的電流時，這個誤差非常突出。
考慮到傳遞函數，Vio可以表示成:
Vout=Vsense±Vio1R1.R4R3.R1+R2+R3±Vio2 (4)
其中Vio1是第一級運放(OP_A)的輸入失調電壓，Vio2是第二級運放(OP1_ B)的輸入失調電壓。因為TSZ121的輸入失調電壓極低，所以Vio2可以忽略不計。
總誤差
為了弄清輸出總誤差，我們必須把電阻不匹配和運放失調考慮進去。最終，輸出電壓可以表示為方程式5:
Vo=(Isense*Rshunt)R1.R4R3.R1+R2+R3.1+2R1+4R2+2R3R1+R2+R3.+±VioR1.R4R3.R1+R2+R3 (5)
圖2和圖3表示在工作溫度范圍內可能出現的最大誤差，考慮到了分流器的精度。
圖2：總誤差，假設電阻精度為1%
圖3: 總誤差， 假設電阻精度為0.1% Rshunt精度為 1%
結論
專用放大器通常用于上橋臂電流檢測，但是在共模電壓高于70V的應用中，應該改用傳統的5V運放。
上橋臂電流的檢測可以使用高精度運放如TSZ121放大器，為了工作在5V電平轉換電路內，需要一個齊納二極管配合放大器。
我們考慮到了電阻和放大器引起的某些誤差。為取得良好的電流測量精度，我們建議使用0.1%精度電阻。
