【導(dǎo)讀】反激電源的RCD吸收，對(duì)電源研發(fā)行業(yè)從業(yè)者來說是非常常見的電路，一般認(rèn)為為了處理反激電源變壓器漏感帶來的功率管電壓尖峰，需要通過RCD電路進(jìn)行處理。
反激電源的RCD吸收，對(duì)電源研發(fā)行業(yè)從業(yè)者來說是非常常見的電路，一般認(rèn)為為了處理反激電源變壓器漏感帶來的功率管電壓尖峰，需要通過RCD電路進(jìn)行處理。盡管十分常見，但是最后還是決定寫一個(gè)專題的系列文章，初步估計(jì)會(huì)有三到四篇文章，內(nèi)容分別關(guān)于變壓器漏感、RCD連接方式、損耗計(jì)算和元件選型，希望能帶給讀者一些新的研發(fā)思路。
本文適合于電源研發(fā)工程師進(jìn)階閱讀。
一些基本理論
變壓器，一種利用電-磁互相轉(zhuǎn)化的原理實(shí)現(xiàn)能量從一個(gè)端口到另一個(gè)端口的電子元件，基本結(jié)構(gòu)是磁芯以及繞在同一個(gè)磁芯上的兩個(gè)或多個(gè)繞組。
盡管通常并不會(huì)把反激電源變壓器當(dāng)做典型的變壓器來分析（實(shí)踐中往往當(dāng)做耦合電感），但是變壓器的相關(guān)理論顯然仍然適用于反激電源變壓器。
理想的變壓器是沒有能量損耗的，且變壓器各個(gè)繞組之間完全耦合，這時(shí)候變壓器的電路模型就十分簡(jiǎn)單。但是實(shí)際上，變壓器在進(jìn)行電-磁-電的轉(zhuǎn)換過程中，無論是磁芯還是繞組都是有損耗的，而且繞組之間并不能做到完全耦合。這時(shí)候，變壓器的電路模型就復(fù)雜的多。這時(shí)候，可以使用等效電路將變壓器轉(zhuǎn)換為基本的電阻、電感等元件，借助基本的電路理論進(jìn)行一些簡(jiǎn)化分析。
上圖是一個(gè)簡(jiǎn)圖。實(shí)際的變壓器耦合不好，導(dǎo)致了漏感L_p、L_s；電流流過變壓器繞組產(chǎn)生的損耗是由于電阻R_p、R_s；在磁芯激勵(lì)出磁場(chǎng)才能將能量傳遞到副變，出現(xiàn)了勵(lì)磁電感L_m；磁芯中的變化的磁場(chǎng)是需要消耗能量才能維持的，有了勵(lì)磁損耗R_m。加上中間的理想變壓器，這就有了實(shí)際變壓器的一個(gè)近似等效。
這時(shí)，中間的理想變壓器只起到了隔離的作用。通過阻抗變換，我們可以去掉它：
無論變壓器匝數(shù)比是多少，我們都可以通過阻抗變換，將變壓器次級(jí)的阻抗乘以匝數(shù)比的平方，而將變壓器匝數(shù)比替換為1:1。一個(gè)1:1的變壓器原副邊等電位點(diǎn)連載一起，就得到了變壓器的T型等效電路。
在一般的電力變壓器分析時(shí)，考慮到中間的勵(lì)磁支路的電流相對(duì)負(fù)載電流來說很小，將R1、X1上的勵(lì)磁電流忽略，那么勵(lì)磁支路就可以移到左側(cè)端口，就得到了變壓器的Γ型等效電路：
這時(shí)候，同一之路上的阻抗可以合并，變壓器及負(fù)載變成了兩個(gè)并聯(lián)的阻抗支路，分析的時(shí)候就十分簡(jiǎn)單。
而在反激變壓器工作時(shí)，其實(shí)不存在上述分析時(shí)提到的變壓器的負(fù)載電流，在反激電路原邊繞組勵(lì)磁時(shí)副邊繞組開路，那么這時(shí)可以把勵(lì)磁支路移動(dòng)右側(cè)端口，原理實(shí)際是一樣的，就不贅述了。
前文提到過，變壓器即是耦合電感，變壓器的T型等效電路與耦合電感的T型去耦電路在形式上是一樣的。變壓器可以認(rèn)為是耦合系數(shù)極大的特殊耦合電感，分析時(shí)可以適當(dāng)簡(jiǎn)化。
上面的內(nèi)容其實(shí)在很多教材中都有。這樣的等效電路是變壓器分析時(shí)的有效工具，前面的兩個(gè)截圖就是來自本科教材 《電機(jī)學(xué)》華中科大版。網(wǎng)上有這個(gè)書的pdf版，強(qiáng)烈建議電源工程師仔細(xì)讀一下其中的變壓器相關(guān)章節(jié)。（考慮到可能存在的版權(quán)問題，這份資料就不上傳到這里了）
等效漏感分析與優(yōu)化
這部分結(jié)合反激電源的實(shí)際情況，寫一下反激拓?fù)渲兴^的漏感從哪里來。先說結(jié)論：反激拓?fù)渲械穆└校饕獊碜詢蓚€(gè)方面：變壓器自身結(jié)構(gòu)，和PCB走線的寄生電感。
考慮到能讀到這里的肯定都是進(jìn)階讀者，反激拓?fù)涞穆└衼碜宰儔浩髯陨斫Y(jié)構(gòu)這個(gè)就不多解釋了。
而往往會(huì)被忽略的是，PCB走線，尤其是變壓器次級(jí)PCB走線的寄生電感，也是反激拓?fù)涞牡刃└械闹匾獊碓础CB走線寄生電感的示意圖如下：
上圖中的L1~L4位置在實(shí)踐中都會(huì)有一段引線，按前文的理論，其寄生電感都應(yīng)等效為變壓器漏感，實(shí)際上也都會(huì)影響到MOSFET的電壓應(yīng)力。
可能L1~L3對(duì)MOSFET電壓應(yīng)力的影響比較容易理解。如果某位讀者對(duì)電感L4影響原邊MOSFET電壓應(yīng)力有疑問——在原邊MOSFET產(chǎn)生漏感電壓尖峰應(yīng)力時(shí)，L4并沒有電流流過，那么不妨這樣想：由于L4的阻抗的存在，在原邊MOSFET截止時(shí)，變壓器中儲(chǔ)存的能量無法立即開始向次級(jí)傳遞，那么變壓器能量只能先在原邊流出，直到電感L4的電流上升到足夠大。顯然，由于L4的阻抗，反激電源原邊MOSFET的電壓應(yīng)力會(huì)變高。
在實(shí)際的反激電源產(chǎn)品中，這幾段PCB走線的長度大概在幾mm到幾十mm這個(gè)范圍，按1nH/mm粗略估算L1~L4這幾段寄生電感大概在幾nH到幾十nH這個(gè)數(shù)量級(jí)。
相對(duì)于可能達(dá)到數(shù)百uH以上的變壓器原邊勵(lì)磁電感和往往大于2%的變壓器自身漏感比例，似乎L1~L4的總電感量對(duì)實(shí)際漏感的影響是可以忽略的，但請(qǐng)回想一下前文的阻抗變換的方法。由于變壓器次級(jí)整流電路走線的寄生電感L4需要折算到變壓器原邊，折算方法是乘以變壓器匝比，那么在某些應(yīng)用中，L4可能對(duì)實(shí)際的等效漏感貢獻(xiàn)較大。
比如，假設(shè)某個(gè)反激電源變壓器的原邊感量為750uH，變壓器匝比20:1 ，變壓器原邊測(cè)量漏感比例2%，變壓器漏感為15uH。這個(gè)變壓器應(yīng)用于輸入電壓300VDC，輸出電壓5VDC的反激電源中，變壓器次級(jí)整流回路的引線長度8mm，寄生電感為8nH，那么這段引線寄生電感折算到變壓器原邊時(shí)，感量變?yōu)?/div>
可見這個(gè)應(yīng)用中，變壓器次級(jí)整流回路的寄生電感令等效漏感上升了約13%。在類似的高輸入電壓、低輸出電壓的應(yīng)用中，由于變壓器原副邊匝比較大，次級(jí)整流回路的引線寄生電感對(duì)原邊等效漏感的影響可能會(huì)十分顯著，這顯然會(huì)影響到功率MOSFET的電壓應(yīng)力和電源的轉(zhuǎn)換效率。
由于這個(gè)專題的主要內(nèi)容是RCD電路的分析，漏感優(yōu)化不作為重點(diǎn)內(nèi)容，就不占用過多篇幅。而由上面的分析，在這里想特別提醒的是，反激電源在PCB設(shè)計(jì)時(shí)請(qǐng)盡量縮短變壓器次級(jí)整流回路（變壓器引腳-整流二極管-輸出濾波電容組成的回路）的長度和包圍的面積，這對(duì)電源效率、功率元件電壓應(yīng)力、電磁兼容都有顯著影響。
（來源：星球號(hào)——《反激拓?fù)銻CD吸收（1）變壓器漏感》，作者：Preston）
（來源：星球號(hào)——《反激拓?fù)銻CD吸收（1）變壓器漏感》，作者：Preston）
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