【導讀】數字接收機對輸入模擬信號的要求往往要比模擬接收機更嚴格，除了頻率方面有限制外，為了提高A／D 數據采集的精度，還要求輸入信號的幅度既不能過大，也不應過小。因此為了改善數字接收機的動態范圍，較常見的解決方法是在其前級增加信號調理單元。
1 、引言
數字接收機對輸入模擬信號的要求往往要比模擬接收機更嚴格，除了頻率方面有限制外，為了提高A／D 數據采集的精度，還要求輸入信號的幅度既不能過大，也不應過小。因此為了改善數字接收機的動態范圍，較常見的解決方法是在其前級增加信號調理單元。這里給出一種采用寬帶可變增益放大器LMH6505為核心器件實現的具有自動增益控制功能的信號調理電路。與使用專用自動增益控制器件的設計相比，該信號調理電路更適用于中頻信號處理。
2 、自動增益控制原理
自動增益控制AGC（Auto Gain Control），即在信號幅度變化較大的情況下，通過調整電路放大系數來保持輸出信號幅度恒定或基本不變。圖1為自動增益控制的一種實現方法。
輸出信號Sout反饋至比較器，與期望輸出相比較，其誤差e被送至檢波器。若Sout與期望輸出相等，則檢波器輸出值Sf不變；若Sout小于期望輸出，則檢波器輸出作相應變化，通過反饋控制使可變增益放大器的增益增大，從而增大Sout的幅度，反之亦然。放大器可將Sf的范圍調整至可變增益放大器反饋端口要求的電壓范同內，可放大，也可分壓。其中檢波后的輸出信號Sf經低通濾波后再放大，從而濾除增益控制信號中無需的高頻分量。
3、 信號調理電路設計
該信號調理電路作為AD6645數據采集器件的前級，要求輸入信號幅度為0～5 V，輸出信號帶寬為30 MHz，幅度在1 V以內并盡量接近1 V，－3 dB增益范同大于40 dB。根據以上要求，輸入信號首先經交流耦合送至AGC模塊的輸入端，將幅度調整至0．9 V左右，再經射極跟隨器隔離，送至截止頻率為30 MHz的四階巴特沃思低通濾波器，最后輸出至AD6645，該電路的所有運放均采用±5 V的供電電壓。
3．1 、可變增益放大器LMH6505
可變增益放大器LMH6505是一款高動態范圍的低功耗寬帶高速放大器，該器件增益可調整范圍為80 dB，低增益時的－3 dB帶寬為150 MHz，壓擺率為1 500 V/μs，在無負載的條件下輸出電流典型值僅為11 mA，能夠適應一般中頻信號接收機對自動增益控制電路的要求。圖2為LMH6505的引腳配置。
3．2、 AGC電路設計
圖3為AGC模塊的電路圖。中頻輸入信號Vin首先送至LMH6505的輸入端，經放大后的信號Vout從輸出端輸出；同時Vout經肖特基二極管VDI 整流后送至積分檢波器的輸入負端-IN，積分器正端+IN接參考電平Vref因為積分器的實際輸入為兩輸入端的電壓差，故調整Vref令其等于期望輸出信號幅度減去二極管VDI上的壓降，即可完成上述比較功能。這里積分器中運算放大器選用超寬帶運放LMH6609，以滿足對反饋電路頻率特性的要求；適當調整積分電路C1與R3的值，令其時間常數滿足輸出信號的頻率要求，積分器輸出的電壓便會趨向于一穩定值，再繹R1與R2分壓調整，直接送至LMH6505 的電壓控制端，從而完成閉環反饋。
LMH6505的應用電路中，輸入信號Vin的最大幅度與Rg成正比，是Rg的±7．4倍，Rf用來調整LMH6505的增益范圍，最大增益為Rf/Rg的0．94倍。由此看出，涮整實際增益范圍受Rf與Rg的共同約束。當輸入大信號時，Rg值需也較大，若此時需要最大增益較大，則又使Rf更大。經實際測量，Rf值大于50 kΩ會導致LMH6505的反饋電流過小，使整體增益系數急劇下降，并增大輸出的直流偏置，故當要求較寬的動態范圍時，LMH6505更適用于僅包括輸入弱信號放大或輸入大信號衰減的系統。
3．3 、低通濾波器電路設計
由于截止頻率較高，并考慮到設計成本與器件體積問題，該設計選用雙通道寬帶運放 LMH6715構建四階巴特沃思有源低通濾波器，如圖4所示。圖4中LMH6715_A與LMH6715_B實際集成在一起。由于信號在前級已經過自動增益控制處理。故該濾波器通帶增益為1，經驗證該濾波器通帶波紋為50 dB，-3 dB截止頻率為29．8 MHz，阻帶衰減為40 dB，滿足設計需求。
4、 仿真結果分析
該電路經過PSPICE仿真，在輸入頻率為10 MHz，幅度為0．1 V的正弦波時，輸入／輸出波形如圖5所示；在輸入頻率為30 MHz，幅度為4 V的正弦波時，輸入／輸出波形如圖6所示?？梢钥闯觯敵鲂盘柕姆然痉€定在0．9 V，中頻下閉環增益可調范圍大于30 dB，由于后級連接隔直電容，輸出的暫態時間約為400 ns，實際增益調整暫態時間約70 ns。在信號帶寬10 MHz情況下閉環增益可調范圍大于40 dB，電路增益帶寬積為500 dBMHz，二次諧波比大于40 dB。
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