【導讀】當電源驅動大容性負載時，浪涌電流如果不加以限制，對于高壓電源來說可以達到幾十或幾百安培。一般來說，電源的額定值可能會瞬態超過許多倍，但當瞬態持續幾個交流線路周期時，這通常是可以接受的。這對于高達幾百微法的負載電容是典型的，但對于數千微法的負載電容，浪涌電流限制器是必須的。
此設計理念提供了一種簡單、經過驗證、可靠且穩健的方法來為大型電容器組充電，使用串聯連接的功率 MOSFET 將擊穿電壓提高到高于單個 MOSFET 的擊穿電壓。
當電源驅動大容性負載時，浪涌電流如果不加以限制，對于高壓電源來說可以達到幾十或幾百安培。一般來說，電源的額定值可能會瞬態超過許多倍，但當瞬態持續幾個交流線路周期時，這通常是可以接受的。這對于高達幾百微法的負載電容是典型的，但對于數千微法的負載電容，浪涌電流限制器是必須的。
使用MOSFET作為壓控電流元件非常適合電容充電電路設計。考慮一下：如果一項任務指定從 240V 的整流交流電源為電容器組充電 1A，則具有單個 P-MOSFET 的設計將要求在通電時，MOSFET 在其漏源電壓 |V 時通過 1A DS | 約為330V，超出了大部分零件的安全工作區。例如，IXTQ10P50P 在結溫 150°C 時可以處理 200 mA 的電流 |V DS | = 250V，但在 |V DS |時超過 2A < 100 伏?？梢酝ㄟ^串聯連接多個 P-MOSFET 來克服此限制。
圖1
圖 1 顯示了一個包含三個串聯的 P-MOSFET 的設計。忽略 R1 上的壓降，輸入電壓與 Q2 源極的電位大致相同。然后，Q2 的柵極電位等于輸入電壓減去齊納二極管 D1 上的 6.2V，加上電阻器 R3 上的任何壓降。電阻器 R5、R6 和 R7 作為分壓器確保 |V DS | 每個 P-MOSFET 的電壓近似相等——約為輸入和輸出電壓差的 1/3。由于 Q2 的柵極電勢比輸入電壓低約 5V，因此特意選擇 R5 使其具有比 R6 和 R7 稍高的電阻。此校正均衡 |V DS | 電壓甚至高于電阻 R5、R6 和 R7 相等時的電壓。R4 確保在電源開啟/關閉時，Q2 關閉。
上電時，D1在Q2的源極和柵極之間提供6.2V電壓，|V GS2 |；因此Q2是導電的。Q3 和 Q4 也導通，因為通過 R5-R7 的電流為其柵源電容充電。電容器組充電電流由 R1 檢測，并由 R1、Q1、R3 和 Q2 組成的負反饋控制進行調節。當 Q1 的發射極和基極之間的電壓達到 V BE(on) 時——即充電電流約為 1A 時——Q1 開始導通。作為 |V GS2 | = 6.2 – R3 × I C(Q1) , I C(Q1)的任何增加 都會降低 |V GS2|。這會降低輸出電流，進而降低 R1 兩端的電壓，從而完成負反饋環路。
圖 2
圖 2 顯示了當電容器組從 0V 充電到 300V 時，40,000μF 電容器組兩端的電壓隨時間的變化（對于兩種不同的情況），使用和不使用 C1。在沒有 C1 的情況下，電容器組在每個整流半周期內僅部分充電——也就是說，當輸入電壓高于輸出電壓加上所有三個 MOSFET 上約 15V 的壓降時。因此，曲線的斜率不是恒定的。
添加 C1 可讓充電電路以更恒定的輸入電壓工作。
C1 的計算
C1 以 dV/dt = I/C = 10V/ms 的速率放電。這幾乎比輸入電壓從 330V 到 0V 的正弦變化慢一個數量級，后者對于 120Hz 半周期持續 4.17ms。因此，從輸入電壓達到值的那一刻起，電容器組僅從 C1 電容器充電，直到輸入電壓在 120Hz 周期的下一個上升斜坡上超過 C1 電壓。C1以1A恒流放電，放電時間間隔t d 表示為：
對于這個時間間隔，輸入電壓從 330V 變為 0V 并高達 V C1：
求解 V C1的這兩個方程 表明 C1 放電至約 265V。由于三個 MOSFET 兩端的電壓降約為 15 V，因此在 250 V 以上時，電容器組兩端的電壓不會線性增加。這解釋了圖 2中線性虛線的變化。
該電路是一個復雜設備的一部分：我們為研究定制的除顫器 [1]。在過去兩年中，它已被證明可以可靠地工作數百個周期和數百小時，并且電容器組進行了多次快速放電。該電路在高達 280 V RMS的輸入電壓下進行了測試 ，并在高達 70°C 的散熱器溫度下可靠工作。此設計理念不限于此處指定的輸入電壓和電流。增加更多的串聯 P-MOSFET 可以提高輸入電壓和充電電流。缺點是每個 P-MOSFET 上的壓降約為 5V。大于 100μF 的 C1 電容將使充電曲線在更高電壓下線性化，或者當然可以使用直流輸入。
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