【導讀】現在大多數電子系統都要支持熱插拔功能，所謂熱插拔，也就是在系統正常工作時，帶電對系統的某個單元進行插拔操作，且不對系統產生任何影響。
現在大多數電子系統都要支持熱插拔功能，所謂熱插拔，也就是在系統正常工作時，帶電對系統的某個單元進行插拔操作，且不對系統產生任何影響。
熱插拔對系統的影響主要有兩方面：
其一，熱插拔時，連接器的機械觸點在接觸瞬間會出現彈跳，引起電源振蕩，如下圖所示：
這個振蕩過程會引起系統電源跌落，引起誤碼，或系統重啟，也可能會引起連接器打火，引發火災。
解決的辦法就是延遲連接器的通電時間，在連接器抖動的那十幾毫秒內((t1至t2)不給連接器通電，等插入穩定后(t2后)再通電，即防抖動延時。
其二，熱插拔時，由于系統大容量儲能電容的充電效應，系統中會出現很大的沖擊電流，大家都知道，電容在充電時，電流呈指數趨勢下降(左下圖)，所以在剛開始充電的時候，其沖擊電流是非常大的。
此沖擊電流可能會燒毀設備電源保險管，所以在熱插拔時必須對沖擊電流進行控制，使其按理想的趨勢變化，如右上圖所示，圖中0~t1為電源緩啟動時間。
綜上所述，緩啟動電路主要的作用是實現兩項功能：
1).防抖動延時上電；
2).控制輸入電流的上升斜率和幅值。
緩啟動電路有兩種類型：電壓斜率型和電流斜率型。
電壓斜率型緩啟動電路結構簡單，但是其輸出電流的變化受負載阻抗的影響較大，而電流斜率型緩啟動電路的輸出電流變化不受負載影響，但是電路結構復雜。
下面重點介紹電壓型緩啟動電路。
設計中通常使用MOS管來設計緩啟動電路的。MOS管有導通阻抗Rds低和驅動簡單的特點，在周圍加上少量元器件就可以構成緩慢啟動電路。通常情況下，在正電源中用PMOS，在負電源中使用NMOS。
下圖是用NMOS搭建的一個-48V電源緩啟動電路，我們來分析下緩啟動電路的工作原理。
1).D1是嵌位二極管，防止輸入電壓過大損壞后級電路；
2).R2和C1的作用是實現防抖動延時功能，實際應用中R2一般選20K歐姆，C1選4.7uF左右；
3).R1的作用是給C1提供一個快速放電通道，要求R1的分壓值大于D3的穩壓值，實際應用中，R1一般選10K左右；
4).R3和C2用來控制上電電流的上升斜率，實際應用中，R3一般選200K歐姆左右，C2取值為10 nF~100nF；
5).R4和R5的作用是防止MOS管自激振蕩，要求R4、R5lt;<R3，R4取值一般為10～50歐姆之間，R5一般為2K歐姆；
6).嵌位二極管D3的作用是保護MOS管Q1的柵-源極不被高壓擊穿；D2的作用是在MOS管導通后對R2、C1構成的防抖動延時電路和R3、C2構成的上電斜率控制電路進行隔離，防止MOS柵極充電過程受C1的影響。
下面來分析下該電路的緩啟動原理：
假設MOS管Q1的柵-源極間的寄生電容為Cgs，柵-漏極間的寄生電容為Cgd，漏-源極間的寄生電容為Cds，柵-漏極外部并聯了電容C2 (C2gt;>Cgd)，所以柵-漏極的總電容C’gd=C2+ Cgd，由于相對于C2 來說，Cgd的容值幾乎可忽略不計，所以C’gd≈C2，MOS管柵極的開啟電壓為Vth，正常工作時，MOS管柵源電壓為Vw(此電壓等于穩壓管D3的嵌位電壓)，電容C1充電的時間常數t=(R1//R2//R3)C1，由于R3通常比R1、R2大很多，所以t≈(R1//R2)C1。
下面分三個階段來分析上述電壓緩啟動電路的工作原理：
第一階段：-48V電源對C1充電，充電公式如下。
Uc＝48*R1/(R1+R2)[1-exp(-T/t)]，其中T是電容C1電壓上升到Uc的時間，時間常數t＝(R1//R2)C1。所以，從上電到MOS管開啟所需要的時間為：Tth=-t*ln[1-(Uc*(R1+R2)/(48*R1))]
第二階段：MOS管開啟后，漏極電流開始增大，其變化速度跟MOS管的跨導和柵源電壓變化率成正比，具體關系為：dIdrain/dt = gfm *dVgs/dt，其中gfm為MOS管的跨導，是一個固定值，Idrain為漏極電流，Vgs為MOS管的柵源電壓，此期間體現為柵源電壓對漏源電流的恒定控制，MOS管被歸納為壓控型器件也是由此而來的。
第三階段：當漏源電流Idrain達到最大負載電流時，漏源電壓也達到飽和，同時，柵源電壓進入平臺期，設電壓幅度為Vplt。由于這段時間內漏源電流Ids保持恒定，柵源電壓Vplt=Vth+(Ids/gfm)，同時，由于固定的柵源電壓使柵極電流全部通過反饋電容C’gd，則柵極電流為Ig=(Vw-Vplt)/(R3+R5)，由于R5相對于R3可以忽略不計，所以Ig≈(Vw-Vplt)/R3。因為柵極電流Ig≈Icgd，所以，Icgd=Cgd*dVgd/dt。由于柵源電壓在這段時間內保持恒定，所以柵源電壓和漏源電壓的變化率相等。故有：dVds/dt=dVgd/dt=(Vw-Vplt)/(R3*C2)。
由此公式可以得知，漏源電壓變化斜率與R3*C2的值有關，對于負載恒定的系統，只要控制住R3*C2的值，就能控制住熱插拔沖擊電流的上升斜率。
緩啟動階段，柵源電壓Vgs，漏源電壓Vds和漏源電流Ids的變化示意圖如下所示。
在0~t1階段，肖特基二極管D2尚未開啟，所以Vgs等于0，在這段時間內，-48V電源通過R3、R5對C2充電，等C2的電壓升高到D2的開啟電壓，MOS管的柵極電壓開始升高，等柵源電壓升高到MOS管的開啟電壓Vth時，MOS管導通，漏源電流Ids開始增大，等MOS管的柵源電壓升高到平臺電壓Vplt時，漏源電流Ids也達到最大，此時，漏源電壓Vds進入飽和，開始下降，平臺電壓Vplt結束時，MOS管完全導通，漏源電壓降到最低，MOS管的導通電阻Rds最小。
在電信工業和微波電路設計領域，普遍使用MOS管控制沖擊電流的方達到電流緩啟動的目的。MOS管有導通阻抗Rds_on低和驅動簡單的特點，在周圍加上少量元器件就可以構成緩慢啟動電路。雖然電路比較簡單，但只有吃透MOS管的相關開關特性后才能對這個電路有深入的理解。
本文首先從MOSFET的開通過程進行敘述：
盡管MOSFET在開關電源、電機控制等一些電子系統中得到廣泛的應用，但是許多電子工程師并沒有十分清楚的理解MOSFET開關過程，以及MOSFET在開關過程中所處的狀態一般來說，電子工程師通常基于柵極電荷理解MOSFET的開通的過程，如圖1所示此圖在MOSFET數據表中可以查到
圖1 AOT460柵極電荷特性
MOSFET的D和S極加電壓為VDD，當驅動開通脈沖加到MOSFET的G和S極時，輸入電容Ciss充電，G和S極電壓Vgs線性上升并到達門檻電壓VGS(th)，Vgs上升到VGS(th)之前漏極電流Id≈0A，沒有漏極電流流過，Vds的電壓保持VDD不變。
當Vgs到達VGS(th)時，漏極開始流過電流Id，然后Vgs繼續上升，Id也逐漸上升，Vds仍然保持VDD當Vgs到達米勒平臺電壓VGS(pl)時，Id也上升到負載電流最大值ID，Vds的電壓開始從VDD下降。
米勒平臺期間，Id電流維持ID，Vds電壓不斷降低。
米勒平臺結束時刻，Id電流仍然維持ID，Vds電壓降低到一個較低的值米勒平臺結束后，Id電流仍然維持ID，Vds電壓繼續降低，但此時降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后穩定在Vds=Id×Rds(on)因此通常可以認為米勒平臺結束后MOSFET基本上已經導通。
對于上述的過程，理解難點在于為什么在米勒平臺區，Vgs的電壓恒定？驅動電路仍然對柵極提供驅動電流，仍然對柵極電容充電，為什么柵極的電壓不上升？而且柵極電荷特性對于形象的理解MOSFET的開通過程并不直觀因此，下面將基于漏極導通特性理解MOSFET開通過程。
MOSFET的漏極導通特性與開關過程。
MOSFET的漏極導通特性如圖2所示MOSFET與三極管一樣，當MOSFET應用于放大電路時，通常要使用此曲線研究其放大特性只是三極管使用的基極電流、集電極電流和放大倍數，而MOSFET使用柵極電壓、漏極電流和跨導。
圖2 AOT460的漏極導通特性
三極管有三個工作區：截止區、放大區和飽和區，MOSFET對應是關斷區、恒流區和可變電阻區注意：MOSFET恒流區有時也稱飽和區或放大區當驅動開通脈沖加到MOSFET的G和S極時，Vgs的電壓逐漸升高時，MOSFET的開通軌跡A-B-C-D如圖3中的路線所示
圖3 AOT460的開通軌跡
開通前，MOSFET起始工作點位于圖3的右下角A點，AOT460的VDD電壓為48V，Vgs的電壓逐漸升高，Id電流為0，Vgs的電壓達到VGS(th)，Id電流從0開始逐漸增大
A-B就是Vgs的電壓從VGS(th)增加到VGS(pl)的過程從A到B點的過程中，可以非常直觀的發現，此過程工作于MOSFET的恒流區，也就是Vgs電壓和Id電流自動找平衡的過程，即Vgs電壓的變化伴隨著Id電流相應的變化，其變化關系就是MOSFET的跨導：Gfs=Id/Vgs，跨導可以在MOSFET數據表中查到
當Id電流達到負載的最大允許電流ID時，此時對應的柵級電壓Vgs(pl)=Id/gFS由于此時Id電流恒定，因此柵極Vgs電壓也恒定不變，見圖3中的B-C，此時MOSFET處于相對穩定的恒流區，工作于放大器的狀態
開通前，Vgd的電壓為Vgs-Vds，為負壓，進入米勒平臺，Vgd的負電壓絕對值不斷下降，過0后轉為正電壓驅動電路的電流絕大部分流過CGD，以掃除米勒電容的電荷，因此柵極的電壓基本維持不變Vds電壓降低到很低的值后，米勒電容的電荷基本上被掃除，即圖3中的C點，于是，柵極的電壓在驅動電流的充電下又開始升高，如圖3中的C-D，使MOSFET進一步完全導通
C-D為可變電阻區，相應的Vgs電壓對應著一定的Vds電壓Vgs電壓達到最大值，Vds電壓達到最小值，由于Id電流為ID恒定，因此Vds的電壓即為ID和MOSFET的導通電阻的乘積
基于MOSFET的漏極導通特性曲線可以直觀的理解MOSFET開通時，跨越關斷區、恒流區和可變電阻區的過程米勒平臺即為恒流區，MOSFET工作于放大狀態，Id電流為Vgs電壓和跨導乘積
電路原理詳細說明：
MOS管是電壓控制器件，其極間電容等效電路如圖4所示。
圖4. 帶外接電容C2的N型MOS管極間電容等效電路
MOS管的極間電容柵漏電容Cgd、柵源電容Cgs、漏源電容Cds可以由以下公式確定：
公式中MOS管的反饋電容Crss,輸入電容Ciss和輸出電容Coss的數值在MOS管的手冊上可以查到。
電容充放電快慢決定MOS管開通和關斷的快慢，Vgs首先給Cgs 充電，隨著Vgs的上升，使得MOS管從截止區進入可變電阻區。進入可變電阻區后，Ids電流增大，但是Vds電壓不變。隨著Vgs的持續增大，MOS管進入米勒平臺區，在米勒平臺區，Vgs維持不變，電荷都給Cgd 充電，Ids不變，Vds持續降低。在米勒平臺后期，MOS管Vds非常小，MOS進入了飽和導通期。為確保MOS管狀態間轉換是線性的和可預知的，外接電容C2并聯在Cgd上，如果外接電容C2比MOS管內部柵漏電容Cgd大很多，就會減小MOS管內部非線性柵漏電容Cgd在狀態間轉換時的作用，另外可以達到增大米勒平臺時間，減緩電壓下降的速度的目的。外接電容C2被用來作為積分器對MOS管的開關特性進行精確控制。控制了漏極電壓線性度就能精確控制沖擊電流。
電路描述：
圖5所示為基于MOS管的自啟動有源沖擊電流限制法電路。MOS管 Q1放在DC/DC電源模塊的負電壓輸入端，在上電瞬間，DC/DC電源模塊的第1腳電平和第4腳一樣，然后控制電路按一定的速率將它降到負電壓，電壓下降的速度由時間常數C2*R2決定，這個斜率決定了最大沖擊電流。
C2可以按以下公式選定：
R2由允許沖擊電流決定：
其中Vmax為最大輸入電壓，Cload為C3和DC/DC電源模塊內部電容的總和，Iinrush為允許沖擊電流的幅度。
圖5 有源沖擊電流限制法電路
D1是一個穩壓二極管，用來限制MOS管 Q1的柵源電壓。元器件R1，C1和D2用來保證MOS管Q1在剛上電時保持關斷狀態。具體情況是：
上電后，MOS管的柵極電壓要慢慢上升，當柵源電壓Vgs高到一定程度后，二極管D2導通，這樣所有的電荷都給電容C1以時間常數R1×C1充電，柵源電壓Vgs以相同的速度上升，直到MOS管Q1導通產生沖擊電流。
以下是計算C1和R1的公式：
其中Vth為MOS管Q1的最小門檻電壓，VD2為二極管D2的正向導通壓降，Vplt為產生Iinrush沖擊電流時的柵源電壓。Vplt可以在MOS管供應商所提供的產品資料里找到。
MOS管選擇
以下參數對于有源沖擊電流限制電路的MOS管選擇非常重要：
l 漏極擊穿電壓 Vds
必須選擇Vds比最大輸入電壓Vmax和最大輸入瞬態電壓還要高的MOS管，對于通訊系統中用的MOS管，一般選擇Vds≥100V。
l 柵源電壓Vgs
穩壓管D1是用來保護MOS管Q1的柵極以防止其過壓擊穿，顯然MOS管Q1的柵源電壓Vgs必須高于穩壓管D1的最大反向擊穿電壓。一般MOS管的柵源電壓Vgs為20V，推薦12V的穩壓二極管。
l 導通電阻Rds_on.
MOS管必須能夠耗散導通電阻Rds_on所引起的熱量，熱耗計算公式為：
其中Idc為DC/DC電源的最大輸入電流，Idc由以下公式確定：
其中Pout為DC/DC電源的最大輸出功率，Vmin為最小輸入電壓，η為DC/DC電源在輸入電壓為Vmin輸出功率為Pout時的效率。η可以在DC/DC電源供應商所提供的數據手冊里查到。MOS管的Rds_on必須很小，它所引起的壓降和輸入電壓相比才可以忽略。
圖6. 有源沖擊電流限制電路在75V輸入，DC/DC輸出空載時的波形
設計舉例
已知：Vmax=72V
Iinrush=3A
選擇MOS管Q1為IRF540S
選擇二極管D2為BAS21
按公式（4）計算：C2>>1700pF。選擇 C2=0.01μF;
按公式（5）計算：R2=252.5kW。選擇 R2=240kW，選擇R3=270W<<R2;
按公式（7）計算：C1=0.75μF。選擇 C1=1μF;
按公式（8）計算：R1=499.5W。選擇 R1=1kW
圖6所示為圖5 電路的實測波形，其中DC/DC電源輸出為空載。
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