【導讀】認為差分信號不需要地平面作為回流路徑，或者認為差分走線彼此為對方提供回流途徑。造成這種誤區的原因是被表面現象迷惑，或者對高速信號傳輸的機理認識還不夠深入。
誤區一：認為差分信號不需要地平面作為回流路徑，或者認為差分走線彼此為對方提供回流途徑。造成這種誤區的原因是被表面現象迷惑，或者對高速信號傳輸的機理認識還不夠深入。雖然差分電路對于類似地彈以及其它可能存在于電源和地平面上的噪音信號是不敏感的。地平面的部分回流抵消并不代表差分電路就不以參考平面作為信號返回路徑，其實在信號回流分析上，差分走線和普通的單端走線的機理是一致的，即高頻信號總是沿著電感最小的回路進行回流，最大的區別在于差分線除了有對地的耦合之外，還存在相互之間的耦合，哪一種耦合強，那一種就成為主要的回流通路。
在PCB 電路設計中，一般差分走線之間的耦合較小，往往只占10~20%的耦合度，更多的還是對地的耦合，所以差分走線的主要回流路徑還是存在于地平面。當地平面發生不連續的時候，無參考平面的區域，差分走線之間的耦合才會提供主要的回流通路。盡管參考平面的不連續對差分走線的影響沒有對普通的單端走線來的嚴重，但還是會降低差分信號的質量，增加EMI，要盡量避免。也有些設計人員認為，可以去掉差分走線下方的參考平面，以抑制差分傳輸中的部分共模信號，但從理論上看這種做法是不可取的，阻抗如何控制？不給共模信號提供地阻抗回路，勢必會造成EMI 輻射，這種做法弊大于利。
所以要保持PCB地線層返回路徑寬而短。盡量不要跨島（跨過相鄰電源或地層的分隔區域。）比如主板設計中的USB和SATA及PCI-EXPRESS等最好不要有跨島的做法。保證這些信號的下面是個完整地平面或電源平面。
誤區二：認為保持等間距比匹配線長更重要。在實際的PCB 布線中，往往不能同時滿足差分設計的要求。由于管腳分布，過孔，以及走線空間等因素存在，必須通過適當的繞線才能達到線長匹配的目的，但帶來的結果必然是差分對的部分區域無法平行，其實間距不等造成的影響是微乎其微的，相比較而言，線長不匹配對時序的影響要大得多。再從理論分析來看，間距不一致雖然會導致差分阻抗發生變化，但因為差分對之間的耦合本身就不顯著，所以阻抗變化范圍也是很小的，通常在10%以內，只相當于一個過孔造成的反射，這對信號傳輸不會造成明顯的影響。而線長一旦不匹配，除了時序上會發生偏移，還給差分信號中引入了共模的成分，降低信號的質量，增加了EMI。
可以這么說，PCB 差分走線的設計中最重要的規則就是匹配線長，其它的規則都可以根據設計要求和實際應用進行靈活處理。同時為了彌補阻抗的匹配可以采用接收端差分線對之間加一匹配電阻。 其值應等于差分阻抗的值。這樣信號品質會好些。
所以建議如下兩點：
（A）使用終端電阻實現對差分傳輸線的最大匹配，阻值一般在90～130Ω之間，系統也需要此終端電阻來產生正常工作的差分電壓；
（B）最好使用精度１～2%的表面貼電阻跨接在差分線上，必要時也可使用兩個阻值各為50Ω的電阻，并在中間通過一個電容接地，以濾去共模噪聲。
通常對于差分信號的CLOCK等要求等長的匹配要求是+/-10mils之內。
誤區三：認為差分走線一定要靠的很近。讓差分走線靠近無非是為了增強他們的耦合，既可以提高對噪聲的免疫力，還能充分利用磁場的相反極性來抵消對外界的電磁干擾。雖說這種做法在大多數情況下是非常有利的，但不是絕對的，如果能保證讓它們得到充分的屏蔽，不受外界干擾，那么我們也就不需要再讓通過彼此的強耦合達到抗干擾和抑制EMI 的目的了。如何才能保證差分走線具有良好的隔離和屏蔽呢？增大與其它信號走線的間距是最基本的途徑之一，電磁場能量是隨著距離呈平方關系遞減的，一般線間距超過4 倍線寬時，它們之間的干擾就極其微弱了，基本可以忽略。此外，通過地平面的隔離也可以起到很好的屏蔽作用，這種結構在高頻的（10G 以上）IC 封裝PCB 設計中經常會用采用，被稱為CPW 結構，可以保證嚴格的差分阻抗控制（2Z0）。
差分走線也可以走在不同的信號層中，但一般不建議這種走法，因為不同的層產生的諸如阻抗、過孔的差別會破壞差模傳輸的效果，引入共模噪聲。此外，如果相鄰兩層耦合不夠緊密的話，會降低差分走線抵抗噪聲的能力，但如果能保持和周圍走線適當的間距，串擾就不是個問題。在一般頻率（GHz 以下），EMI也不會是很嚴重的問題，實驗表明，相距500Mils 的差分走線，在3 米之外的輻射能量衰減已經達到60dB，足以滿足FCC 的電磁輻射標準，所以設計者根本不用過分擔心差分線耦合不夠而造成電磁不兼容問題。
