【導讀】作為電源工程師，我們能夠回憶起第一次接觸到理想化的降壓和升壓功率級的場景。還記得電壓和電流波形是多么的漂亮和簡單（圖1），以及平均電流的計算是多么地輕松，并且確定與輸入和輸出相關的傳遞函數也輕而易舉？
圖1：理想化的降壓與升壓功率級：這些圖看起來真是太棒了！
當我們對于用實際組件來實現轉換器有更加深入的了解時，這個波形變得復雜了很多。不斷困擾開關轉換器的一個特別明顯的非理想狀態就是同步降壓或升壓轉換器內所使用的MOSFET體二極管的反向恢復。氮化鎵—GaN器件不會表現出反向恢復特性，并因此避免了損耗和其它相關問題。借助于我的LMG5200和一個差不多的基于硅FET的TPS40170EVM-597，我將開始在24V至5V/4A電源轉換器中測量反向恢復。
反向恢復—到底是個啥東西？
一個二極管中的反向恢復就是當反向電壓被施加到端子上時流經二極管的反向電流（錯誤方向！）（請見圖2）。二極管中有儲存的電荷，這些電荷必須在二極管能夠阻斷反向電壓前重新組合。這個重新組合是溫度、正向電流、Ifwd、電流的di/dt，以及其它因數的函數。
圖2：反向恢復電流波形
恢復的電荷，Qrr，被分為兩個分量：恢復之前的Qa和恢復之后的Qb—二極管在此時開始支持反向電壓—請見圖3。你也許見過Qb與Qa一樣的軟恢復，這樣的話，di/dt比較慢，或者說，你見過Qb很小，而di/dt很高的“活躍”二極管。當di/dt很高時（由二極管急變引起），橋式功率環路中寄生電感的響應方式是把它們儲存的電能傾倒到寄生節點電容中；電壓振鈴會由于二階響應而出現。這也是將輸入功率級旁路電容器放置在輸入級附近的原因。由于環路中用于快速恢復的電感較少，由寄生電容導致電壓振鈴的電能較少。
圖3：已恢復的電荷
我用常規的方法來計算反向恢復損耗：我使用的是數據表中的Qrr額定值，并將其乘以頻率和輸入電壓（如果是降壓轉換器）或輸出電壓（如果是升壓轉換器）。二極管或MOSFET數據表通常指定一個反向恢復時間和一個反向恢復電荷。例如，CSD18563Q5A指定了一個49ns的反向恢復時間，trr，以及一個63nC的Qrr。方程式1計算在一個300kHz，24V->5V降壓轉換器中，由Qrr所導致的損耗一階估算值：
Qrr損耗 ~24V * 300kHz * 63nC = 454mW (1)
請注意！Qrr通常是25°C溫度下，針對特定Ifwd和di/dt的額定值。實際Qrr會在結溫上升時，比如說125°C時加倍（或者更多）。di/dt和初始電流都會有影響（更高或更低）。對于活躍型二極管，這個功率的大部分在上部開關內被耗散。對于軟恢復二極管，這個功率在上部開關和體二極管之間分離開來。如果di/dt和Ifwd條件與我的應用相類似，我將25°C溫度下損耗的2倍作為與恢復相關損耗的估算值。
那么，你打算拿這些損耗怎么辦呢？實際電路中，由反向恢復導致的真實峰值電流是多少？你也許嘗試用一個SPICE工具來仿真恢復，不過我還未在SPICE社區內發現比較好的針對二極管恢復的模型。圖4顯示的是一個TINA-TI™ 仿真的結果；我用我們的24V/5V降壓轉換器的TPS40170產品文件夾對這個仿真進行了修改，從而顯示出頂部開關內的開關節點電壓 (SW) 和電流（負載電流加上反向恢復電流，以及用一個10mΩ分流電阻器感測到的開關節點電容電流）。
圖4：TINA-TI™ 仿真：TPS540170
注意到大約5A的峰值紋波電路，以及5A峰值反向恢復電流加上開關節點電容充電電流。我運行了這個仿真，并且將溫度從27°C增加至125°C—峰值恢復電流沒有增加—并且看起來好像SPICE沒有對這個恢復進行正確建模。
在本系列的第2部分，我將詳細介紹在真實電路中測量反向恢復的方法，然后將一個基于MOSFET的標準同步降壓轉換器與全新的LMG5200進行比較。
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