【導(dǎo)讀】在許多控制系統(tǒng)的核心區(qū)域，數(shù)模轉(zhuǎn)換器 (DAC) 在決定系統(tǒng)的性能和精度方面起著非常關(guān)鍵的作用。本文將介紹兩款新的精密 16 位 DAC，并對(duì)通過(guò)緩沖高速互補(bǔ)電流輸出 DAC 的輸出以實(shí)現(xiàn)變壓器同等性能的創(chuàng)意進(jìn)行討論。
片內(nèi)系統(tǒng)基準(zhǔn)電壓源改善了精度
在惡劣環(huán)境下運(yùn)行的電子系統(tǒng)可能必須在忍受極端溫度的同時(shí)保持出色的精度和穩(wěn)定性。此類系統(tǒng)往往需要多個(gè)分辨率高達(dá) 16 位的數(shù)模擬轉(zhuǎn)換器。DAC 輸出電壓的精度最終取決于其基準(zhǔn)電壓的精度。為了在各種溫度下實(shí)現(xiàn)這種水平的性能，通常會(huì)使用單獨(dú)的精密基準(zhǔn)電壓源。然而，現(xiàn)在推出了包含低漂移基準(zhǔn)電壓源的全新精密四通道 DAC 系列，它的性能足夠好，可以作為系統(tǒng)基準(zhǔn)電壓源。
基準(zhǔn)電壓源應(yīng)在各種不同的負(fù)載、電源變化和溫度條件下保持恒定的電壓。不幸的是，高性能的獨(dú)立基準(zhǔn)電壓源往往體積較大、成本昂貴且功耗高 — 而片內(nèi)基準(zhǔn)電壓源往往性能不佳。
直到現(xiàn)在，當(dāng)系統(tǒng)設(shè)計(jì)師面臨是將精密的 DAC 與外部基準(zhǔn)電壓源配對(duì)，還是承受低性能片內(nèi)基準(zhǔn)電壓源帶來(lái)的痛苦時(shí)，往往不得不選擇 DAC 和外部基準(zhǔn)電壓源。他們不能指望片內(nèi)基準(zhǔn)電壓源的性能，因?yàn)檫@些電壓源在各種溫度下變化極大，而且往往缺少最大 TC 規(guī)格，無(wú)法用作系統(tǒng)基準(zhǔn)電壓源。
AD5686R 打破了這一慣例。這款四通道、電壓輸出、16 位 nanoDAC+® 數(shù)模轉(zhuǎn)換器提供了 2.5 V 片內(nèi)基準(zhǔn)電壓源，并且最大溫度漂移為 5 ppm/°C（通常為 2 ppm/°C）。這一性能水平與獨(dú)立基準(zhǔn)電壓源的性能水平相當(dāng)，使得片內(nèi)基準(zhǔn)電壓源可以取代系統(tǒng)基準(zhǔn)電壓源，從而節(jié)省空間、成本和功耗。5-ppm/°C 的最大漂移規(guī)格允許進(jìn)行精密誤差量計(jì)算。圖 1 和圖 2 顯示了 AD5686R’ 片內(nèi)基準(zhǔn)電壓源的性能。圖 1 顯示了五個(gè)單獨(dú)采樣批次的數(shù)百個(gè) DAC 的溫度系數(shù)散布圖。圖 2 顯示了九個(gè) DAC 在 –40°C 至 +105°C 溫度范圍內(nèi)的實(shí)際輸出電壓。
圖 1. 數(shù)百個(gè) AD5686R DAC 的溫度系數(shù)。
圖 2. 九個(gè)典型 AD5686R DAC 的基準(zhǔn)電壓和溫度。
方法：對(duì)于參考電壓，溫度系數(shù) (TC) 通常使用箱式方法確定，該方法在規(guī)定的溫度范圍內(nèi)評(píng)估最大電壓變化。TC 以 ppm/°C 為單位，按照以下方程式計(jì)算
其中
VREFmax 是在溫度范圍內(nèi)測(cè)得的最大基準(zhǔn)電壓輸出。
VREFmin 是在溫度范圍內(nèi)測(cè)得的最小基準(zhǔn)電壓輸出。
VREFnom 是標(biāo)稱基準(zhǔn)輸出電壓。
TempRange 是規(guī)定的溫度范圍 (°C)。
低溫系數(shù)是通過(guò)加熱生產(chǎn)中零件并微調(diào)輸出電壓以補(bǔ)償隨溫度變化的曲線而得出的。緊密配合可以確保電阻差異不會(huì)影響基準(zhǔn)電壓源的性能，并且還讓 DAC 達(dá)到極其出色的 ±2-LSB 積分非線性 (INL) 規(guī)格。
關(guān)于 AD5686R/AD5685R/AD5684R
AD5686R/AD5685R/AD5684R 屬于 nanoDAC+ 系列，它們是四通道、低功耗、16/14/12 位 DAC，提供經(jīng)過(guò)緩沖的電壓輸出。市場(chǎng)對(duì)精度高、操作簡(jiǎn)便且封裝尺寸小巧的數(shù)模轉(zhuǎn)換器的需求日益增多，nanoDAC+ 系列正是為了滿足這一需求而開(kāi)發(fā)的。這些新器件包含已默認(rèn)啟用的片內(nèi) 2.5V 2-ppm/°C 基準(zhǔn)電壓源。增益選擇引腳可將滿度輸出設(shè)置為 2.5 V (GAIN = 1) 或 5 V (GAIN = 2)。這些器件采用單個(gè) 2.7 V 至 5.5 V 電源，具有 0.1% 的最大增益誤差、2 mV 的最大偏置誤差和保證的單調(diào)性。它們提供 LFCSP (3-mm × 3-mm) 和 TSSOP 封裝，并且 4-kV ESD 額定值突顯了它們具有極其強(qiáng)大的性能。DAC 輸入可通過(guò) 1.8 V SPI 兼容接口進(jìn)行編程。上電復(fù)位電路會(huì)確保 DAC 輸出電源最多為 0 V，并且保持此狀態(tài)，直到進(jìn)行有效的寫入。復(fù)位引腳允許進(jìn)行異步復(fù)位。基準(zhǔn)電壓源輸出引腳允許在外部將片內(nèi)基準(zhǔn)電壓源用作系統(tǒng)基準(zhǔn)電壓源。菊花鏈功能可以實(shí)現(xiàn)具有更多通道數(shù)量的系統(tǒng)。外部基準(zhǔn)電壓源型 AD5686/AD5685/AD5684 允許以最低的成本在所有通道上共用單個(gè)基準(zhǔn)電壓源。圖 3 顯示了多通道系統(tǒng)中使用這些 DAC 的部分。
圖 3. 系統(tǒng)框圖部分顯示了由 Blackfin DSP 控制的 AD5686R 和 AD5686。
電壓切換式 16 位 DAC 提供低噪聲、快速設(shè)置和更佳線性度
電阻梯式乘法 DAC 基于改變游戲規(guī)則的 10 位 CMOS AD7520—大約 40 年前推出—最初與反相運(yùn)算放大器配合使用，并且提供了便于虛擬接地的放大器求和點(diǎn) (IOUTA)（圖 4）。
圖 4. CMOS 乘法 DAC 架構(gòu)。
然而，它們還可以在少數(shù)情況下用于那些提供同相電壓輸出的電壓切換式配置中，并將運(yùn)算放大器用作電壓緩沖器（圖 5）。在這里，基準(zhǔn)電壓 VIN 應(yīng)用于 IOUT，并且輸出電壓 VOUT 可在 VREF 處提供。不久會(huì)推出針對(duì)此目的優(yōu)化的 12 位版本。
圖 5. 電壓切換模式下的乘法 DAC。
快速發(fā)展到現(xiàn)在：隨著單電源系統(tǒng)越來(lái)越普遍，設(shè)計(jì)師面臨的挑戰(zhàn)是如何在更高電壓下盡力保持出色的性能水平，同時(shí)保持對(duì)功耗的控制。能夠在此模式下使用的、具有更高分辨率（多達(dá)16 位）的器件受到了市場(chǎng)的更多青睞。
在電壓切換模式下使用乘法 DAC 的明顯好處是不會(huì)發(fā)生任何信號(hào)反相，因此正基準(zhǔn)電壓會(huì)產(chǎn)生正輸出電壓。但在這種模式下使用時(shí)，R-2R 梯形架構(gòu)也存在缺點(diǎn)。與在電流控制模式下使用相同的 DAC 相比，與 R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)使用的 N 通道開(kāi)關(guān)的非線性電阻會(huì)降低積分非線性 (INL)。
AD5541A 等新型高分辨率 DAC（如圖 6 所示）已經(jīng)開(kāi)發(fā)出來(lái)，旨在克服乘法 DAC 的局限性，同時(shí)保持電壓切換的優(yōu)勢(shì)。通過(guò)使用部分分段的 R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)和輔助開(kāi)關(guān)，AD5541A 在 16 位分辨率下提供 ±1-LSB 的精度，而且無(wú)需調(diào)整整個(gè)指定溫度范圍（−40°C 至 +125°C）、11.8 nV/√Hz 噪聲和 1-µs 建立時(shí)間。
圖 6. AD5541A 架構(gòu)。
性能特性
建立時(shí)間：圖 7 和圖 8 比較了處于電壓模式下的乘法 DAC 和 AD5541A 的各自建立時(shí)間。當(dāng)輸出上的容性負(fù)載減至最低時(shí)，AD5541A 的建立時(shí)間約為 1 µs。
圖 7. 乘法 DAC 建立時(shí)間。
圖 8. AD5541A 建立時(shí)間。
噪聲譜密度：表 1 比較了 AD5541A 和乘法 DAC 的噪聲譜密度。AD5541A 在 10 kHz 時(shí)的性能略微好于乘法 DAC，但在 1 kHz 時(shí)的性能遠(yuǎn)遠(yuǎn)勝出乘法 DAC。
表 1. AD5541A 和乘法 DAC 的噪聲譜密度對(duì)比
積分非線性：積分非線性 (INL) 用于測(cè)量 DAC 的理想輸出與在去除增益和偏置誤差之后的實(shí)際輸出之間的最大偏差。與 R-2R 網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)使用的開(kāi)關(guān)會(huì)影響 INL。乘法 DAC 一般采用 NMOS 開(kāi)關(guān)。在電壓切換模式下使用時(shí)，NMOS 開(kāi)關(guān)的來(lái)源連接到基準(zhǔn)電壓，漏極連接到梯形網(wǎng)絡(luò)，并且柵極由內(nèi)部邏輯驅(qū)動(dòng)（圖 9）。
圖 9. 乘法 DAC 開(kāi)關(guān)。
為了使電流流入 NMOS 器件，VGS 必須大于閾值電壓 VT。在電壓切換模式下，VGS = VLOGIC – VIN 必須大于 VT = 0.7 V。
乘法 DAC 的 R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)經(jīng)過(guò)專門設(shè)計(jì)，可以通過(guò)每個(gè)支腿均勻分配電流。這要求整體接地電阻（從每個(gè)支腿的頂部查看）必須完全相同。這可通過(guò)調(diào)整開(kāi)關(guān)的小大來(lái)完成（每個(gè)開(kāi)關(guān)的大小與其導(dǎo)通電阻成正比）。如果一個(gè)支腿中的電阻發(fā)生了變化，流過(guò)此支腿的電流將會(huì)改變，進(jìn)而導(dǎo)致線性誤差。VIN 不能太大，否則會(huì)關(guān)閉開(kāi)關(guān)，但它必須大到足以將開(kāi)關(guān)電阻保持在較低的水平，因?yàn)?VIN 的變化會(huì)影響 VGS，進(jìn)而導(dǎo)致導(dǎo)通電阻發(fā)生非線性變化，如下所示：
這種導(dǎo)通電阻的變化會(huì)使電流失衡并降低線性度。因此，乘法 DAC 的電源電壓不能減少太多。反過(guò)來(lái)，為了保持線性度，基準(zhǔn)電壓不應(yīng)比 AGND 高出 1 V 以上。通過(guò)使用 5 V 電源，當(dāng)從 1.25 V 基準(zhǔn)電壓源移至 2.5 V 基準(zhǔn)電壓源時(shí)，線性度開(kāi)始降低，如圖 10 和 11 所示。 當(dāng)電源電壓降低到 3 V 時(shí)，線性度完全消失，如圖 12 所示。
圖 10. IOUT 乘法 DAC 的 INL，反向模式，VDD = 5 V，VREF = 1.25 V。
圖 11. IOUT 乘法 DAC 的 INL，反向模式，VDD = 5 V，VREF = 2.5 V。
圖 12. 乘法 DAC 的 INL，反向模式，VDD = 3 V，VREF = 2.5 V。
為盡可能減少此影響，AD5541A 采用了互補(bǔ) NMOS/PMOS 開(kāi)關(guān)，如圖 13 所示。現(xiàn)在，開(kāi)關(guān)的總導(dǎo)通電阻來(lái)自 NMOS 和 PMOS 開(kāi)關(guān)的并聯(lián)電阻。如前所述，NMOS 開(kāi)關(guān)的柵極電壓由內(nèi)部邏輯控制。內(nèi)部產(chǎn)生的電壓 VGN 會(huì)設(shè)置理想的柵極電壓，以平衡 NMOS 的導(dǎo)通電阻與 PMOS 的導(dǎo)通電阻。開(kāi)關(guān)的大小會(huì)調(diào)整以與代碼成比例，因此導(dǎo)通電阻將會(huì)與代碼成比例。這樣，電流將會(huì)調(diào)整，并且精度將得以保持。當(dāng)基準(zhǔn)輸入檢測(cè)到隨代碼變化的阻抗時(shí)，它將由低阻抗源驅(qū)動(dòng)。
圖 13. 互補(bǔ) NMOS/PMOS 開(kāi)關(guān)。
圖 14 和 15 顯示了采用 5 V 和 2.5 V 基準(zhǔn)電壓源的 AD5541A 的 INL 性能。
圖 14. AD5541A 的 INL，VDD = 5.5 V，VREF = 5 V。
圖 15. AD5541A 的 INL，VDD = 5.5 V，VREF = 2.5 V。
圖 16 和圖 17 顯示線性度在寬泛的基準(zhǔn)和電源電壓范圍內(nèi)變化很小。DNL 的性能表現(xiàn)與 INL 類似。AD5541A 線性度在溫度和電源電壓上指定；基準(zhǔn)電壓可以在 2.5 V 和電源電壓之間變化。
圖 16. AD5541A INL 和電源電壓對(duì)比。
圖 17. AD5541A INL 和基準(zhǔn)電壓對(duì)比。
關(guān)于 AD5541A 的更多信息
AD5541A 串行輸入、單電源、電壓輸出 nanoDAC+ 數(shù)模轉(zhuǎn)換器可以提供 16 位分辨率，并且具有 ±0.5-LSB 的典型積分和差分非線性。它非常適用于那些在電壓切換模式下使用乘法 DAC 的應(yīng)用場(chǎng)合。它在溫度和電源電壓上都表現(xiàn)良好，取得優(yōu)異的線性度，并且可用于需要精密直流性能和快速建立時(shí)間的 3 V 至 5 V 系統(tǒng)。通過(guò)使用范圍介于 2 V 和電源電壓之間的外部基準(zhǔn)電壓，未經(jīng)緩沖的電壓輸出可在 0 V 到 VREF 的范圍內(nèi)驅(qū)動(dòng) 60 k? 的負(fù)載。該器件提供 1-µs 的建立時(shí)間（½ LSB）、11.8 nV/√Hz 的噪聲以及低故障率，非常適合部署在眾多不同的醫(yī)療、航空航天、通信和工業(yè)應(yīng)用領(lǐng)域中。它的 3 線、低功率 SPI 兼容串行接口可以處理高達(dá) 50 MHz 的時(shí)鐘輸入信號(hào)。AD5541A 采用單個(gè) 2.7 V 至 5.5 V 電源，吸入電流僅為 125 µA。它提供 8 引腳和 10 引腳 LFCSP 以及 10 引腳 MSOP 封裝，工作溫度范圍為 –40°C 至 +125°C，起價(jià)為 6.25 美元（1000 件）。
高速電流輸出 DAC 緩沖器
由于不會(huì)增加噪聲或消耗功率，變壓器通常被認(rèn)為是將高速電流輸出 DAC 的互補(bǔ)輸出轉(zhuǎn)換成單端電壓輸出的最佳選擇。雖然變壓器對(duì)高頻信號(hào)操作良好，但是它們不能處理許多儀表和醫(yī)療應(yīng)用所需的低頻信號(hào)。這些應(yīng)用場(chǎng)合需要使用低功率、低噪聲和高速放大器以將互補(bǔ)電流轉(zhuǎn)換成單端電壓。下面介紹的三個(gè)電路均可接受來(lái)自 DAC 的互補(bǔ)輸出電流并提供單端輸出電壓。后兩個(gè)電路的失真與變壓器解決方案進(jìn)行了對(duì)比。
差分放大器：AD8129 和 AD8130 差分-單端放大器（圖 1）用于第一個(gè)電路（圖 2）。對(duì)于高頻信號(hào)，它們具有極高的共模抑制能力。AD8129 對(duì) 10 以上的增益是穩(wěn)定的，AD8130 則是單位增益穩(wěn)定。其用戶可調(diào)的增益可以通過(guò)兩個(gè)電阻 RF 和 RG 的比率進(jìn)行設(shè)置。無(wú)論增益如何設(shè)置，AD8129 和 AD8130 的引腳 1 與引腳 8 上均具有非常高的輸入阻抗。基準(zhǔn)電壓（VREF，引腳 4）可以用于設(shè)置偏置電壓，然后將它乘以與差分輸入電壓相同的增益。
圖 1. AD8129/AD8130 差分放大器。
圖 2. 使用 AD8129/AD8130 的 DAC 緩沖器。
方程式 1 和 2 顯示了放大器的輸出電壓與 DAC 的互補(bǔ)輸出電流之間的關(guān)系。終端電阻 RT 執(zhí)行電流至電壓的轉(zhuǎn)換；RF 和 RG 的比率決定增益的大小。在方程式 2 中，VREF 設(shè)置為 0。
(1)
(2)在圖 2 中，此電路采用了四通道、高速、低功耗 14 位 DAC，在此，互補(bǔ)電流輸出級(jí)增加了低功耗 DAC 的速度并減小了低功耗 DAC 的失真。
圖 3 顯示了在兩個(gè)電源電壓值下使用 DAC 和 AD8129 時(shí)的無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍 (SFDR)，該范圍作為頻率的函數(shù)，并且 RF = 2 k?，RG = 221 ?，RT = 100 ?，VO = 8 V p-p。之所以在這里選擇 AD8129，是因?yàn)樗梢蕴峁┹^大的輸出信號(hào)、對(duì) G = 10 穩(wěn)定并且比 AD8130 具有更高的增益帶寬積。在兩種情況下，SFDR 通常均優(yōu)于 55 dB，超過(guò) 10 MHz，并且在較低電源電壓下改善了大約 >3 dB 。
圖 3. DAC 和 AD8129 的失真（VO = 8 V p-p）。
單位增益運(yùn)算放大器：第二個(gè)電路（圖 4）使用包含兩個(gè) RT 電阻的高速放大器。放大器可以簡(jiǎn)單地通過(guò) RT 將互補(bǔ)電流 I1 和 I2 轉(zhuǎn)換成單端輸出電壓 VO。這一簡(jiǎn)單的電路不允許將放大器用作增益模塊進(jìn)行信號(hào)放大。
圖 4. 使用運(yùn)算放大器的簡(jiǎn)單差分-單端轉(zhuǎn)換器。
方程式 3 顯示了 VO 和 DAC 輸出電流之間的關(guān)系。失真數(shù)據(jù)通過(guò)與 RT 并聯(lián)的 5 pF 電容器進(jìn)行測(cè)量。
(3)為了展示此電路的性能，DAC 與 ADA4857 和 ADA4817 運(yùn)算放大器搭配使用，并且 RT = 125 ?（CT = CF = 5 pF，與 RT 并聯(lián)，以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定性和低通濾波）。單 ADA4857-1 和雙 ADA4857-2 是單位增益穩(wěn)定、高速、電壓反饋型放大器，具有低失真、低噪聲和高壓擺率。作為超聲、ATE、有源濾波、ADC 驅(qū)動(dòng)器等各種應(yīng)用的理想解決方案，它具有 850 MHz 帶寬、2800 V/μs 壓擺率和 10 ns 建立時(shí)間（0.1%）—所有均采用 5 mA 的靜態(tài)電流工作。憑借寬泛的電壓范圍（5 V 至 10 V），ADA4857-1 和 ADA4857-2 成為那些要求寬動(dòng)態(tài)范圍、出色精度、高速和低功耗的系統(tǒng)的理想選擇。
單 ADA4817-1 和雙 ADA4817-2 FastFET ™ 放大器是單位增益穩(wěn)定、超高速度、電壓反饋型運(yùn)算放大器，具有 FET 輸入。它們基于 ADI 專有的超快速互補(bǔ)雙極型工藝 (XFCB) 開(kāi)發(fā)，具有超低的噪聲（4 nV/√Hz 和 2.5 fA/√Hz）和非常高的輸入阻抗。憑借 1.3 pF 的輸入電容、2 mV 的最大偏置電壓、低功耗 (19 mA) 和寬泛的 −3 dB 帶寬 (1050 MHz)，它們成為數(shù)據(jù)采集前端、光電二極管前置放大器和其他寬帶跨阻抗應(yīng)用場(chǎng)合的理想之選。它們具有 5 V 至 10 V 的電源電壓范圍和單或雙電源工作能力，適合在有源濾波、ADC 驅(qū)動(dòng)、DAC 緩沖等眾多應(yīng)用場(chǎng)合中工作。
圖 5 比較了這一電路與使用變壓器的電路的失真和頻率（ VO = 500 mV p-p）。變壓器的失真小于放大器，后者在高頻下具有更低的增益，但其失真在低頻下變得越來(lái)越差。從圖中看出，可在有限的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)近 90 dB 的 SFDR，并且在 10 MHz 之前優(yōu)于 70 dB。
圖 5. DAC、ADA4857 和 ADA4817 的失真（VO = 500 mV p-p，RL = 1 k?）。
具有增益能力的運(yùn)算放大器：第三個(gè)電路（圖 6）也使用了相同的高速運(yùn)算放大器，但它包含一個(gè)將放大器與 DAC 隔離的電阻網(wǎng)絡(luò)，這允許設(shè)置增益，并可以靈活使用兩個(gè)基準(zhǔn)電壓（VREF1 和 VREF2）之一來(lái)調(diào)節(jié)輸出偏置電壓。
圖 6. 具有增益和偏置能力的差分-單端電路。
方程式 4 定義了在 VREF1 = VREF1 = 0 時(shí) DAC 輸出電流和放大器輸出電壓之間的關(guān)系。為了匹配用于監(jiān)視 DAC 的放大器網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗，兩個(gè)終端電阻 RT1 和 RT2 必須單獨(dú)設(shè)置，同時(shí)考慮放大器的特性。
(4)圖 7 比較了此配置中放大器的失真以及變壓器電路的失真。RT1 = 143 ?，RT2 = 200 ?，RF = RG = 499 ?，CF = 5 pF—（實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定性和高頻濾波），—以及 RL = 1 k?。從圖中看出，在高頻時(shí)，ADA4817 的性能與變壓器相當(dāng)，并且在 70 MHz 之前始終優(yōu)于 −70 dBc SFDR。在低頻時(shí)，與變壓器相比，兩個(gè)運(yùn)算放大器保持了卓越的保真度。
圖 7. DAC、ADA4817 和 ADA4857 的失真（VO = 500 mV p-p）。
本文通過(guò)比較電路在使用放大器和變壓器時(shí)的性能，展示了在將低失真、低噪聲、高速放大器用作 DAC 緩沖器時(shí)的一些優(yōu)點(diǎn)。它還比較了三個(gè)使用兩種不同放大器架構(gòu)的應(yīng)用電路，并且提供了在使用 DAC 和 AD8129、ADA4857-1/ADA4857-2 以及 ADA4817-1/ADA4817-2 放大器時(shí)的測(cè)量數(shù)據(jù)示例。數(shù)據(jù)表明，在頻率小于 1 MHz 時(shí)，放大器的性能優(yōu)于變壓器，并且在 80 MHz 之前，放大器的性能接近變壓器的性能。在功耗和失真之間做出取舍時(shí)，放大器的選擇是非常重要的。
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